JPH0413957B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は鉄鋼圧延機、水道ポンプあるいはトン
ネル排気用ブロア等に利用される高速大容量の交
流可変速電動機に適用するに好適な交流電動機駆
動装置に関する。

（従来の技術） 電動機には大きく分けて直流電動機と交流電動
機とがある。前者はトルクリツプルが小さく、制
御性能に優れ、取扱いが容易であるという利点が
あり、広い分野で利用されてきた。しかし、ブラ
シや整流子の保守に手間がかかり、高速化や大容
量化に限度があるため、最近では交流可変速電動
機に置き換えられる傾向にある。

交流電動機の代表的なものは、誘導電動機と同
期電動機である。この他にリラクタンスモータや
ヒステリシスモータ等があるが、適用分野はかな
り限られている。

同期電動機の逆起電力を利用してサイリスタイ
ンバータを自然転流させるものは無整流子電動機
として一般に知られている。この無整流子電動機
は自然転流であるため、大容量化が容易で制御性
能も直流機に近似しており、種々の分野に適用さ
れてきている。しかし、界磁極を必要とするた
め、電動機本体が大きくなり、また自然転流の限
界からの制約により過負荷耐量が小さい等の欠点
を有する。

誘導電動機、特にかご形誘導電動機はその構造
が簡単で、堅牢で取扱い易い利点を有する。反
面、自励インバータが必要となり、このため変換
器からの制約がある。

最近、トランジスタやゲートターンオフサイリ
スタ等の自己消弧素子の大容量化が図られてお
り、自励インバータに用いられるようになつてき
た。特に、パルス幅変調制御（PWM）インバー
タは電動機に正弦波電流を供給できるため、トル
クリツプルが小さく、低騒音の交流可変速電動機
を実現している。

一方、その制御法においても、Ｖ／ｆ一定制
御、すべり周波数制御あるいはベクトル制御等の
技術が確立されており、直流機なみの特性が得ら
れることが知られている。

また、交流電源の電圧を利用して自然転流させ
る代表例として、サイクロコンバータがある。こ
のサイクロコンバータは正弦波電流を電動機に供
給することができ、自然転流であるため大容量化
が容易である等の利点を有する。特に、近年にお
いては、特公昭59−14988号公報等にも開示され
ているような受電端の入力力率を常に１に制御す
る無効電力補償形サイクロコンバータが注目を集
めている。

上に述べた各種の交流電動機の駆動技術は各々
の長所を活かした形で種々の分野で利用されてい
る。

しかしながら、大容量で高速の電動機を駆動す
る装置を考えた場合、上述したような技術では、
容易にこれを達成することはできない。

すなわち、サイクロコンバータは自然転流であ
るため、大容量化が容易であるが、その反面出力
周波数が低く、高速化に適しないという問題があ
る。一方、自励インバータはトランジスタやゲー
トターンオフサイリスタ等の自己消弧素子を必要
とし、装置が高価になるため、大容量化が難しい
等の問題がある。

また、無整流子電動機は、自然転流であるため
大容量化が可能で高速化も比較的容易であるが、
電動機自体が複雑で大形になり、しかも矩形波電
流が電機子巻線に供給されるためトルクリツプル
が大きい等の問題がある。さらに始動時の転流や
過負荷耐量等を考えた場合の問題点も無視できな
い。

一方、電動機の大容量化に伴い、電源側に発生
する無効電力や高調波の影響も無視することがで
きなくなる。無効電力の変動は電源系統電圧にも
変動をきたし、同一系統に接続された他の電気機
器に種々の悪影響を及ぼす。また高調波電流はテ
レビやラジオあるいは通信線に誘導障害をひき起
こし、特に変換器によつて発生する第３、第５、
第７次の高調波は除去しにくく、非常に困難な対
策を施す必要がある。

これに対して、先に述べた無効電力補償形サイ
クロコンバータは、受電端の入力力率を常に１に
保持できる電力変換器として、上述の無効電力の
問題を解決する有力な手段であるが、出力周波数
に依存する高調波電流が入力側に現われるため、
その対策を十分に考える必要がある。ところが、
その対策は現在のところ非常に困難とされてい
る。

さらに、最近では、特開昭59−61475号公報等
にも開示されるような交直電力変換器とアクテイ
ブフイルタの機能を併せ持つ電力変換装置も発表
されており、自励インバータと組合せて構成され
る交流電動機駆動装置が注目されている。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら上記方式は、入力電流が電源電圧
と同相の正弦波に制御されるため、高調波が少な
く、入力力率を常に１に保持できる等の利点を有
する反面、変換器をトランジスタやゲートターン
オフサイリスタ等の自己消弧素子で構成しなけれ
ばならず、大容量化が難しく、経済性に難点があ
る。

本発明は上記従来装置の問題点を解消し、商用
の電源周波数に対して、誘導電動機、同期電動機
やリラクタンスモータ等の交流電動機に０〜数百
Hzの正弦波電流を供給し、しかも電源の入力力率
を常に１に保ち電源への高調波のもれ出しが少な
い、高速大容量の交流可変速運転を可能とした交
流電動機駆動装置の提供を目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 本発明は、交流電源に入力側が接続され、交流
を直流に変換する第１の電力変換手段と、この第
１の電力変換手段の出力側に直流リアクトルを介
して接続され直流を交流に変換する第２の電力変
換手段と、この第２の電力変換手段の出力側に接
続された高周波進相コンデンサを含む高周波無効
電力源と、この高周波無効電力源に入力側が接続
され、交流電動機に交流電力を供給する循環電流
式サイクロコンバータとを備えたことを特徴とし
ている。

（作用） この発明においては、第１および第２の電力変
換手段は交流電源（50Hz又は60Hz）と高周波無効
電力源（例えば、500Hz）との間で電力変換を行
なうもので、高周波無効電力源である進相コンデ
ンサの電圧波高値がほぼ一定になるように交流電
源から供給される有効電力を制御している。この
とき、第１の電力変換手段の入力側の無効電力が
常に一定になるように直流側の電圧と電流を調整
し、遅れ無効電力を打ち消す進み無効電力をとる
低周波（50Hz又は60Hz）進相コンデンサを受電端
に接続することにより入力力率を１に保持するこ
とができる。

また、循環電流式サイクロコンバータは高周波
無効電力源と交流電動機との間で電力変換を行な
うもので、高周波無効電力源の周波数500Hzに対
して交流電動機の電機子巻線には、０〜500Hz程
度の周波数の正弦波電流を供給することができ
る。

このとき、高周波進相コンデンサは第２の電力
変換手段およびサイクロコンバータに対して進み
無効電力源となるもので、その周波数（例えば
500Hz）は第２の電力変換手段およびサイクロコ
ンバータの遅れ無効電力と、進相コンデンサの進
み無効電力とが等しくなるように決定される。言
い換えると、外部の発振器（周波数500Hz）によ
り第２の電力変換手段およびサイクロコンバータ
の位相制御基準信号を与えることにより、発振器
の周波数および位相に高周波進相コンデンサ電圧
の周波数および位相が一致するようにサイクロコ
ンバータの循環電流の値が自動的に調整される。

このようにして確立した高周波進相コンデンサ
電圧により第２の電力変換手段およびサイクロコ
ンバータは自然転流動作だけで電力変換を行なう
ことができる。当然のことながら、第１の電力変
換手段は電源電圧（50Hz又は60Hz）によつて自然
転流動作を行なつている。

（実施例） 以下、図面を参照しながら本発明を説明する。

第１図は本発明の一実施例に係る交流電動機駆
動装置のブロツク図である。同図に示すように、
３相交流電源SUPからの交流電力は第１の電力
変換器SSPで直流に変換され、直流リアクトルL_d
を介して第２の電力変換器SSNに入力され、こ
こで可変周波数の交流に変換され、高周波進相コ
ンデンサCAP、循環電流式サイクロコンバータ
CCを介して交流電動機Ｍに供給される。

サイクロコンバータCCは他励コンバータSS₁〜
SS₃と直流リアクトルL₁〜L₃で構成され各コンバ
ータの入力側は絶縁トランスTRによつて絶縁さ
れている。

また、制御回路として電流検出用変流器CT_d，
CT_u，CT_v，CT_w、電圧検出用変成器PT_s，
PT_cap、整流回路Ｄ、外部発振器OSC、速度制御
回路SPC、電圧制御回路AVR、電流制御回路
ACR₁，ACR₂、位相制御回路PHP，PHN，
PHCおよび電動機Ｍの回転数を検出するための
パルス発生器PGが設けられている。

電流検出用変成器CT_dは第１の電力変換器SSP
の出力電流I_dを検出しており、これを電流制御回
路ACR₁に与えている。一方、電流検出用変流器
CT_u，CT_v，CT_wはサイクロコンバータCCの各
相の出力電流I_u，I_v，I_wを検出しており、これを
電流制御回路ACR₂に与えている。電圧検出用変
成器RT_sは３相交流電源SUPの各相電圧e_R，e_S，
e_Tを検出して、これを位相制御回路PHPに送出
している。一方、電圧検出用変成器PT_CAPは第２
の電力変換器SSNの各相の出力電圧V_a，V_b，V_c
を検出し、これを整流回路Ｄを介して電圧波高値
V_capとして電圧制御回路AVRに与えている。ま
た、外部発振回路OSCは３相の基準電圧e_a，e_b，
e_cを発生し、これを位相制御回路PHN，PHCに
送出している。

なお、速度制御回路SPCはパルス発生器PGか
らの回転検出信号ω_rを受け、電流基準信号I_u ^*，
I_v ^*，I_w ^*を発生して電流制御回路ACR₂に送出す
る。電流制御回路ACR₂は電流検出信号I_u，I_v，
I_wを電流基準信号I_u ^*，I_v ^*，I_w ^*と突き合せ、制御
電圧V〓₁，V〓₂，V〓₃を発生して位相制御回路PHC
に与えている。位相制御回路PHCは制御電圧
V〓₁，V〓₂，V〓₃を電圧基準e_a，e_b，e_cと突き合せ、
サイクロコンバータCCの他励コンバータSS₁，
SS₂，SS₃の位相信号α₁，α₂，α₃を発生する。

また、電圧制御回路AVRはパルス発生器PGか
らの回転検出信号ω_rと整流回路Ｄからの電圧波
高値V_capを受け、電流基準I_p ^*を発生し、電流制
御回路ACR₁に送出する。電流制御回路ACR₁は
電流検出信号I_dと電流基準I_p ^*を突き合せ、制御
電圧V〓_P，V〓_Nを発生して、それぞれ位相制御回
路PHP，PHNに与えている。

位相制御回路PHPは制御電圧V〓_Pを電圧検出信
号e_R，e_S，e_Tと突き合せ、第１の電力変換器SSP
の位相信号α_Pを発生する。一方、位相制御回路
PHNは制御電圧V〓_Nを電圧基準e_a，e_b，e_cと突き
合せ、第２の電力変換器SSNの位相信号α_Nを発
生する。

さて、かかる構成において、第１、第２の電力
変換器SSP，SSNは直流リアトクルL_dを介して
一方向の電流I_dが流れるように接続されており、
交流電源SUPと高周波無効電力源である進相コ
ンデンサCAPとの電力変換を行なつている。す
なわち、一種の周波数変換器を構成しており、高
周波進相コンデンサCAPに印加される電圧の波
高値がほぼ一定になるように直流電流I_dの値を制
御している。

また循環電流式サイクロコンバータCCは高周
波無効電力源である進相コンデンサCAPと交流
電動機Ｍとの間で電力変換を行なうもので電動機
Ｍに可変電圧可変周波数の交流電力を供給する。
なお、ここでは、Δ結線されたサイクロコンバー
タを例示している。

サイクロコンバータCCおよび第２の電力変換
器SSNの位相制御には、外部発振器OSCからの
３相基準電圧e_a，e_b，e_cの信号を用いており、進
相コンデンサCAPの電圧V_a，V_b，V_cの周波数と
位相は基準電圧e_a，e_b，e_cの周波数と位相に一致
する。

次に、第１図の構成の作用について詳細に説明
する。

まず、進相コンデンサCAPの電圧V_a，V_b，V_c
を確立させるための起動動作を説明する。

第１の電力変換器SSPの入力端子は交流電源
SUPに接続されておりその位相制御には、電源
電圧V_R，V_S，V_Tに同期した単位正弦波e_R，e_S，
e_Tが用いられる。従つて、その点弧位相角α_Pを調
整することにより、(1)式で表わされる出力電圧
V_Pを発生させることができる。

V_P＝K_V・V_sn・cosα_P ……(1) 但し、K_Vは変換定数、V_snは電源電圧波高値で
ある。

第２図は第１の電力変換器SSPが正の電圧V_P
を発生しているときの第２の電力変換器SSNお
よび進相コンデンサCAP（C_ab，C_bc，C_ca）の等価
回路図である。

いま、仮に、サイリスタS₂とS₄に点弧パルスが
入つた場合、充電電流I_dは電源V_P ⁺→直流リアク
トルL_d→サイリスタS₄→コンデンサC_ab→サイリ
スタS₂→電源V_P ^-の経路と、電源V_P ⁺→直流リア
クトルL_d→サイリスタS₄→コンデンサC_ca→コン
デンサC_bc→サイリスタS₂→電源V_P ^-の経路に流
れる。その結果、コンデンサC_abには直流電圧V_P
が印加されコンデンサC_bc，C_caには−V_P／２の電
圧が印加される。次に、サイリスタS₃に点弧パル
スを与えるとコンデンサC_bcの電圧によつてサイ
リスタS₂に逆バイアス電圧が印加されサイリスタ
S₂はオフする。すなわち、起動時には進相コンデ
ンサCAPは転流コンデンサとしての役割を果す。
サイリスタS₃とS₄が導通すると、コンデンサC_ca
には−V_Pの電圧が印加され、コンデンサC_ab，
C_bcには＋V_P／２の電圧が印加される。

第３図Ａ，Ｂ，Ｃは第２の電力変換器SSNの
サイリスタS₁〜S₆の点弧モード図Ａとこの時の進
相コンデンサCAPに印加される電圧波形図Ｂ，
Ｃである。各サイリスタS₁〜S₆の点弧パルスは外
部発振器OSCからの３相基準電圧e_a，e_b，e_cに同
期して与えられ、その結果第２図のａ、ｂ端子間
の電圧V_a-bは図示のように変化する。電圧V_a-b
はリアクトルL_dを介して充電されるため、破線
の如く徐々に立上る。その時間を2δとした場合、
V_a-bの基本波成分はδだけ遅れる。V_aは相電圧
の基本波成分を表わすもので、線間電圧V_a-bに
対して（π／６）ラジアンだけ位相が遅れる。

この相電圧V_aとサイリスタS₁〜S₆の点弧モー
ドを比較するとわかるように、起動時の位相制御
角α_Nは α_N＝π−δ（ラジアン） ……(2) となつている。δはあまり大きくないので近似的
にはα_N＝180゜で運転されていることになる。この
ときの第２の電力変換器SSNの出力電圧V_Nは V_N＝K_c・V_cap・cosα_N ……(3) となる。但し、K_cは変換定数、V_capはコンデン
サ相電圧の電圧波高値である。

ここで、α_N≒180゜とした場合、V_N≒−K_c・
V_capとなり、第１の電力電力変換器SSPの出力電
圧V_Pとつり合う（V_P＝−V_N） しかし、このままでは、進相コンデンサCAP
には直流電圧V_P以上の電圧は充電されない。そ
こで、第２の電力変換器SSNの点弧位相角α_Nを
90゜の方向に少しずらしてやる。すると(3)式で示
される第２の電力変換器SSNの出力電圧V_Nの反
転値−V_Nが減少しV_P＞−V_Nとなる。その結果、
直流電流I_dが増大しコンデンサV_capを増加させ
て、再びV_P＝−V_Nとなつて落ちつく。このとき
I_dは零となつている。さらに、コンデンサ電圧
V_capを増大させたいときは、α_Nをさらに90゜の方
向にずらし、出力電圧の反転値−V_Nを減少させ
ることにより、これを達成することができる。
α_N＝90゜では、−V_N＝0^Vとなり、理論的には直流
電圧V_Pがごく小さな値であつたとしてもコンデ
ンサ電圧V_capを大きな値に充電することは可能で
ある。しかし、実際には回路損失があるため、そ
の分の電力供給が必要となる。

このようにして、進相コンデンサCAPの電圧
V_capを任意の値に充電することができる。

次に、上述のように確立された進相コンデンサ
CAPの電圧V_a，V_b，V_cが外部発振器OSCからの
位相制御基準電圧e_a，e_b，e_cの周波数と位相に一
致することを説明する。

第１図の循環電流式サイクロコンバータCCの
位相制御回路PHCにも上記基準電圧e_a，e_b，e_cが
与えられることは前にも述べた通りである。

起動時、サイクロコンバータCCから電動機Ｍ
に供給する電流I_u，I_v，I_wは零として説明する。
従つて、他励コンバータSS₁〜SS₃の出力電圧V₁
〜V₃は V₁≒V₂≒V₃≒０ ……(4) となつている。従つて、このときの点弧位相角α₁
〜α₃はいずれも90゜付近で制御されている。

第４図Ａ，Ｂは外部発振器O_scからの位相制御
基準信号e_a，e_b，e_cの波形図Ａと他励コンバータ
SS₁の点弧パルス信号のモード図Ｂを表す。同図
に示すように、α₁＝90゜で制御されている。他の
コンバータSS₂，SS₃も同様にα₂≒α₃≒90゜となつ
ている。さて、第４図Ａに示す、位相制御基準信
号e_a，e_b，e_cは e_a＝E_n・sin（ω_c・ｔ） ……(5) e_b＝E_n・sin（ω_c・ｔ−2π／３） ……(6) e_c＝E_n・sin（ω_c・ｔ＋2π／３） ……(7) のように表すことができる。但し、E_nは単位電
圧波高値、ω_cは高周波角周波数（＝2πf_c）であ
る。

進相コンデンサCAPの相電圧V_a，V_b，V_cが上
記の基準電圧の周波数と位相に一致している場
合、他励コンバータSS₁〜SS₃の出力電圧V₁〜V₃
は、 V₁＝K_c′・V_cap・cosα₁ ……(8) V₂＝K_c′・V_cap・cosα₂ ……(9) V₃＝K_c′・V_cap・cosα₃ ……(10) のように表すことができる。但し、K_c′は変換定
数である。

従つて、V₁＋V₂＋V₃＝０となりサイクロコン
バータCCの循環電流I₀の増減はない。

この状態から、仮に、コンデンサ電圧の周波数
が低くなり、第４図の破線のようにV_a′，V_b′，
V_c′となつた場合を考える。

コンバータSS₁の点弧位相角α₁≒90゜はα₁′≒78゜
のように変化し、V₁＞０となる。同様に、コン
バータSS₂，SS₃の出力電圧もV₂＞０、V₃＞０と
なつて、V₁＋V₂＋V₃＞０となる。その結果、サ
イクロコンバータCCの循環電流I₀を増大させる。
この循環電流I₀は進相コンデンサCAP側から見た
サイクロコンバータCCの入力側の遅れ無効電力
となる。

第５図はサイクロコンバータCCの入力側の１
相分の等価回路図を示すもので、サイクロコンバ
ータCCおよび第２の電力変換器SSNは遅れ電流
をとる可変インダクタンスL_ccに置き換えられて
いる。この回路の共振周波数f_capは f_cap＝１／（2π√_cc・_cap） ……(11) となる。

循環電流I₀が増大することは、等価インダクタ
ンスL_ccが減少することに相当するため、周波数
f_capは増大し、V_a′，V_b′，V_c′の周波数f_capは基準
電圧e_a，e_b，e_cの周波数f_cに近づく。

同様に、f_cap＞f_cとなつた場合には、循環電流I₀
が減少し可変インダクタンスL_ccが大きくなつて
やはりf_cap＝f_cとなつて落ち着く。

進相コンデンサCAPの電圧の位相が基準電圧
の位相より遅れた場合には、f_cap＜f_cとなつたと
きと同様に循環電流I₀が増加し、進相コンデンサ
CAPの電圧位相を進める。逆に、進相コンデン
サCAPの電圧位相が基準電圧より進んだ場合に
は、f_cap＞f_cとなつたときと同様に循環電流I₀が減
少し、進相コンデンサCAPの電圧位相を遅らせ
る。このようにして進相コンデンサCAPの電圧
V_a，V_b，V_cは基準電圧e_a，e_b，e_cと同一周波数、
同位相となるようにサイクロコンバータCCの循
環電流I₀の大きさが自動的に調整される。このこ
とは、サイクロコンバータCCから、電動機Ｍに
電流I_u，I_v，I_wを供給している場合でも成り立つ
ている。進相コンデンサCAPの電圧V_a，V_b，V_c
は(12)、（13）、（14）式のように表わされる。

V_a＝V_cap・sin（ω_c・ｔ）(8) ……(12) V_b＝V_cap・sin（ω_c・ｔ−2π／３） ……（13） V_c＝V_cap・sin（ω_c・ｔ＋2π／３） ……（14） 但し、V_capは電圧波高値である。

次に、第１図にもどつて定常運転時の各部の制
御動作を説明する。

第６図は第１および第２の電力変換器SSP，
SSNの制御回路を詳しく表わしたもので、第１
図の制御回路と対応させると次のようになる。

まず、電圧制御回路AVRは電圧基準発生器
FNC、比較器C₁、電圧制御補償回路G_c（Ｓ）から
構成される。

また、電流制御回路ACR₁は絶対値回路ABS、
比較器C₂、電流制御補償回路G_d（ｓ）、シユミツ
ト回路SH、比例増幅器K〓、反転回路INV、加算
器A₁，A₂で構成される。

第７図は第６図の電圧基準発生器FNCの特性
図を表わすもので、交流電動機Ｍの回転速度ω_r
によつて電圧指令値V_cap ^*を変化させている。こ
の、電圧指令値V_cap ^*は比較器C₁に入力される。

進相コンデンサCAPの電圧を変成器PT_capで検
出し、この３相電圧を整流器Ｄによつて整流す
る。これによつて、進相コンデンサCAPの電圧
波高値V_capが検出され比較器C₁に入力される。

比較器C₁では電圧指令値V_cap ^*と電圧検出値
V_capを比較し、偏差ε_c（＝V_cap ^*−V_cap）を電圧制
御補償回路G_c（Ｓ）に入力する。電圧制御補償回
路G_c（ｓ）は通常積分要素あるいは比例要素等か
ら成つているが、ここでは説明を簡単にするため
にG_c（ｓ）＝K_cとして比例増幅だけの場合を例示
する。

制御補償回路G_c（ｓ）の出力I_P ^*は絶対値回路
ABSを介して直流電流指令値I_d ^*となる。すなわ
ちI_d ^*＝｜I_p ^*｜で与えられる。

また、変流器CT_dによつて直流電流I_dが検出さ
れ、比較器C₂によつて電流指令値I_d ^*と比較され
る。この偏差ε_d（＝I_d ^*−I_d）は電流制御補償回路
G_d（ｓ）に入力され比例増幅あるいは積分増幅さ
れる。ここでは、G_d（ｓ）＝K_dの比例増幅として
説明する。電流制御補償回路G_d（ｓ）の出力信号
は加算器A₁，A₂を介して位相制御回路PHPおよ
びPHNに入力される。

一方、電圧制御補償回路G_c（ｓ）の出力信号I_P ^*
はシユミツト回路SHを介して“＋１”又は“−
１”のデジタル信号に変換される。すなわち、 I_P ^*＞０の場合 SHの出力は“＋１” I_P ^*＜０の場合 SHの出力は“−１” となる。このシユミツト回路SHの出力信号は比
例増幅によつて、定数K〓倍され位相制御入力電
圧V〓を与える。この位相制御入力電圧V〓は１つ
は加算器A₁を介して第１の電力変換器SSPの位
相制御回路PHPに制御電圧V〓_Pとして入力され、
もう１つは、反転回路INVによつて反転した後、
加算器A₂を介して第２の電力変換器SSNの位相
制御回路PHNに制御電圧V〓_Nとして入力される。
すなわち、V〓_P，V〓_Nは（15）、（16）式のように
表わされる。

V〓_P＝V〓＋ε_d・K_d ……（15） V〓_N＝−V〓＋ε_d・K_d ……（16） 第１および第２の電力変換器の出力電圧V_Pお
よびV_Nは位相制御入力電圧V〓_P，V〓_Nに比例した
値となる。

いま、仮にI_d ^*＝I_dとした場合、偏差ε_dは零とな
り、V〓_P＝V〓、V〓_N＝−V〓となる。従つて、第１、
第２の電力変換器SSP，SSNの出力電圧は V_P＝−V_N∝V〓 ……（17） となつてつり合う。

I_d ^*＞I_dとなつた場合、偏差ε_dは正の値となり
V_P＞−V_Nとなつて直流電流I_dを増加させ、最終
的にI_d≒I_d ^*となつて落ち着く。

逆に、I_d ^*＜I_dとなつた場合、偏差ε_dは負の値と
なり、V_P＜−V_Nとなつて直流電流I_dを減少させ
る。故にやはりI_d≒I_d ^*となるように制御される。

このようにして、直流電流I_dはその指令値I_d ^*
に常に一致するように制御される。

また、進相コンデンサCAPの電圧波高値V_cap
は、次のようにして制御される。

V_cap ^*＞V_capとなつた場合、偏差ε_cは正の値と
なり、電圧制御補償回路G_c（ｓ）の出力信号I_P ^*は
正の値となつて増加する。従つて、シユミツト回
路SHの出力は“＋１”となり、V〓は正の値で与
えられる。また、直流電流指令値I_d ^*は増加し、
実際の直流電流I_dを増加させる。

その結果、有効電力P_d＝V_P・I_d ^*＞０が進相コ
ンデンサCAPに供給されエネルギー P_d・ｔ＝（1/2）・C_cap・V_cap ……（18） が、この進相コンデンサCAPに蓄積される。こ
れにより、コンデンサCPに印加される電圧の波
高値V_capが増大しV_cap≒V_cap ^*となるように制御
される。

逆にV_cap ^*＜V_capとなつた場合偏差ε_cは負の値
となりG_c（ｓ）の出力信号I_P ^*を負の値にする。こ
のため、シユミツト回路SHの出力は“−１”と
なり、V〓は負の値となる。故に、直流電圧V_P＝
−V_Nは負の値となり、有効電力P_dが三相交流電
源SUPに回生される。従つて、進相コンデンサ
CAPの電圧波高値V_capは減少し、V_cap≒V_cap ^*と
なつて落ち着く。

このようにして第１および第２の電力変換器
SSP，SSNによつて進相コンデンサCAPに印加
される電圧の波高値V_capはその指令値V_cap ^*に一
致するように制御される。

この電圧指令値V_cap ^*を第７図の特性図に示す
ように、交流電動機Ｍの回転速度ω_rに応じて変
化させた場合には、これに従つて電圧波高値V_cap
が制御されることは言うまでもない。

V_capをω_rに応じて変化させる効果については後
に説明を加える。

次に、サイクロコンバータCCの制御動作を説
明する。

第８図は第１図のサイクロコンバータCCの制
御回路の一例を示すブロツク構成図である。同構
成を第１図の制御回路と対応させると次のように
なる。

まず、速度制御回路SPCは比較器C₃、速度制
御補償回路G_w（ｓ）、励磁電流設定器EX、演算回
路CAL₁〜CAL₃、３相正弦波パターン発生器
PTG、乗算器ML₁〜ML₃から構成される。

また、電流制御回路ACR₂は、比較C₄〜C₆、電
流制御補償回路G_u（ｓ），G_v（ｓ），G_w（ｓ）、加算
器A₃〜A₅からなる。

さらに、位相制御回路PHCは位相制御回路
PHC₁〜PHC₃で構成される。

次に、第１図および第８図を参照しながら交流
電動機（ここでは誘導電動機とする）Ｍに供給す
る電流I_u，I_v，I_wの制御および速度制御動作につ
いて説明する。

誘導電動機の２次電流I〓と励磁電流I_eをベクト
ル的に直交させ、各々を独立に制御できるように
したものはベクトル制御誘導機として知られてい
る。ここでは、その手法を用いて速度制御するも
のを例にとつている。

まず、電動機の回転子に直結されたパルス発生
器PGから回転速度ω_rに比例したパルス列を取り
出す。

比較器C₃は、回転速度ω_rとその指令値ω_r ^*を比
較し、これらの偏差ε_w（＝ω_r ^*−ω_r）を速度制御
補償回路G_w（ｓ）に入力する。速度制御補償回路
G_w（ｓ）は比例要素あるいは積分要素等からなり
出力としてトクル電流指令I〓^*を与える。

また、回転速度検出値ω_rは励磁電流設定器EX
に入力され、励磁電流指令I_e ^*を与える。

このようにして得られたトルク電流指令I〓^*お
よび励磁電流指令I_e ^*は演算回路CAL₁〜CAL₂に
入力され次の演算を行なう。

すなわち、演算回路CAL₁では ω_sl ^*＝R_r ^*／L_r ^*・I〓^*／I_e ^* ……（19） の演算によつてすべり角周波数ω_sl ^*を求める。但
し、R_r ^*は２次抵抗、L_r ^*は２次インダクタンス
をそれぞれ表すものである。

また、演算回路CAL₂では θ_r ^*＝tan^-1（I〓^*／I_e ^*） ……（20） なる演算によつて、励磁りI_e ^*に対する１次電流
指令値I_L ^*の位相角θ_r ^*を求める。

さらに演算回路CAL₃では I_Ln＝√_e ^*＋〓^* ……（21） の演算によつて、１次電流指令値I_L ^*の波高値I_Ln
を求める。

第９図は誘導電動機の電流ベクトル図を表わす
もので、励磁電流I_e ^*と２次電流（トルク電流）I〓
^＊とは直交関係にあり、電動機の発生トルクT_eは
次式で表わせる。

T_e＝Ke・I〓^*・I_e ……（22） 通常、励磁電流指令I_e ^*は一定に与えられ、電
動機の発生トルクT_eは２次電流指令（トルク電
流指令）I〓^*を変えることによつて制御される。

ただし、回転速度を定格以上で運転させるとき
には、弱め界磁制御が行なわれ励磁電流設定器
EXによつて、励磁電流指令I_e ^*を回転速度ω_rに応
じて変化させることがある。

このようにして求められたすべり角周波数ω_rl
^＊、位相角θ_r ^*と回転角周波数（回転速度検出値）
ω_rを正弦波パターン発生器PTGに入力し、次の
３相単位正弦波φ_u，φ_v，φ_wを求める。

φ_u＝sin｛（ω_r＋ω_sl ^*）・ｔ＋θ_r ^*｝ ……（23） φ_v＝sin｛（ω_r＋ω_sl ^*）・ｔ＋θ_r ^*−2π／３｝
……（24） φ_w＝sin｛（ω_r＋ω_Sl ^*）・ｔ＋θ_r ^*＋2π／３｝
……（25） この単位正弦波φ_u，φ_v，φ_wは誘導電動機Ｍに
供給される１次電流I_Lの周波数と位相を決定する
ものである。

乗算器ML₁〜ML₃によつて、これらの３相単
位正弦波φ_u，φ_v，φ_wと波高値指令I_Lnを掛け合わ
せ誘導電動機Ｍに供給される３相電流（１次電
流）の指令値I_u ^*，I_v ^*，I_w ^*を求める。

I_u ^*＝I_Ln・sin｛（ω_r＋ω_sl ^*）・ｔ＋θ_r ^*｝……（26
） I_v ^*＝I_Ln・sin｛（ω_r＋ω_sl ^*）・ｔ＋θ_r ^* −2π／３｝ ……（27） I_w ^*＝I_Ln・sin｛（ω_r＋ω_sl ^*）・ｔ＋θ_r ^* ＋2π／３｝ ……（28） 誘導電動機のベクトル制御は、励磁電流I_eと２
次電流I〓を独立に制御できることに特長がある。
従つて、電動機の励磁電流I_eを一定に保ちなが
ら、２次電流I〓の大きさを変えることにより発生
トルクを制御することができ、直流機と同等の速
度制御応答を達成することが可能となる。

次に、上記のように与えられた１次電流指令値
I_u ^*，I_v ^*，I_w ^*に従つて、実電流I_u，I_v，I_wを制御
する動作について説明する。

まず、第１図の変流器CT_u，CT_v，CT_wによつ
て交流電動機Ｍに供給される電流I_u，I_v，I_wを検
出する。

なお、他励コンバータSS₁〜SS₃の各出力電流
をI₁〜I₃とした場合、交流電動機Ｍへの供給電流
I_u，I_v，I_wとは、（29）、（30）、（31）式の関係が成
立する。

I_u＝I₁−I₃ ……（29） I_v＝I₂−I₁ ……（30） I_w＝I₃−I₂ ……（31） この電動機１次電流検出値I_u，I_v，I_wを各々比
較器C₄〜C₆に入力し、各指令値I_u ^*，I_v ^*，I_w ^*と
各々比較する。

次に、Ｕ相電流を例にとつて、この制御動作を
説明する。

比較器C₄によつて実電流I_uと指令値I_u ^*を比較
し、この偏差ε_u（＝I_u ^*−I_u）を電流制御補償回路
G_u（ｓ）に入力する。電流制御補償回路G_u（ｓ）
では積分あるいは比例増幅し、その出力を加算器
A₃を介して位相制御回路PHC₁に入力する。ま
た、電流制御補償回路G_u（ｓ）の出力の反転値を
加算器A₅を介して位相制御回路PHC₃に入力す
る。

各コンバータSS₁〜SS₃の出力電圧V₁〜V₃は位
相制御回路PHC₁〜PHC₃の入力電圧V〓₁〜V〓₃に
比例する。

従つて、I_u ^*＞I_uとなつた場合、偏差ε_uは正の値
となり制御補償回路G_u（ｓ）を介して、位相制御
回路PHC₁の入力電圧V〓₁を増加させ、コンバー
タSS₁の出力電圧V₁を第１図の矢印の方向に増大
させる。また、同時に位相制御回路PHC₃の入力
電圧V〓₃を減少させ、コンバータSS₃の出力電圧
V₃を第１図の矢印と反対方向に発生させる。そ
の結果、コンバータSS₁の出力電流I₁が増大し、
コンバータSS₃の出力電流I₃が減少する。

従つて、（29）式で示される電動機のＵ相電流
I_uが増大し、I_u≒I_u ^*となるように制御される。

逆に、I_u ^*＜I_uとなつた場合、偏差ε_vは負の値と
なり、出力電圧V₁が減つてV₃が増加する。従つ
て、I_u（＝I₁−I₃）は減少し、やはりI_u≒I_u ^*となる
ように制御される。指令値I_u ^*を正弦波状に変化
させれば、それに従つて、実電流もI_u≒I_u ^*とな
り、正弦波電流が誘導電動機Ｍに供給されること
になる。

Ｖ相及びＷ相の電流I_v，I_wも同様に制御され
る。

従つて、交流電動機Ｍの回転速度ω_rは次のよ
うにして制御される。

ω_r ^*＞ω_rとなつた場合、偏差ε_wは、正の値とな
り、制御補償回路G_w（ｓ）を介して、トルク電流
（２次電流）指令I〓^*を増加させる。

その結果、第９図に示される誘導電動機の１次
電流指令I_L ^*（I_u ^*，I_v ^*，I_w ^*）の波高値I_Lnと位相
角θ_r ^*を増加させ、実電流I_u，I_v，I_wもこれに従つ
て追従制御される。

従つて、誘導電動機Ｍの実際の２次電流I〓が増
大し、発生トルクT_eをふやし、加速する。これ
により、ω_rが増加し、ω_r≒ω_r ^*になるように制御
される。

逆に、ω_r ^*＜ω_rとなつた場合、偏差ε_wは負の値
となり、トルク電流指令I〓^*を減少させ、１次電
流指令I_L ^*（I_u ^*，I_v ^*，I_w ^*）の波高値I_Lnと位相角
θ_r ^*を減少させる。従つて、発生トルクT_eは減少
し、回転速度ω_rが減つて、やはりω_r≒ω_r ^*となる
ように制御される。

さて、以上のようにして交流電動機Ｍの回転速
度ω_rがその指令値ω_r ^*に一致するように制御され
るが、この回転速度ω_rの値に応じて進相コンデ
ンサCAPの電圧波高値V_capを第７図のように変
化させることが望ましい。

交流電動機Ｍの端子電圧V_u，V_v，V_wの波高値
V_Lnは回転速度ω_rに比例して増加する。従つて、
最大回転速度ω_r(MAX)のときの電圧波高値V_Ln(MAX)
を発生できるように、進相コンデンサCAPの電
圧波高値V_cap(MAX)を用意しなければならない。し
かし、回転速度ω_rが低くなつてくると電圧波高
値V_Lnも小さくなり、進相コンデンサCAPの電圧
波高値V_capも小さな値でよくなる。

低速回転時に電圧波高値V_cap(MAX)のままで運転
することはもちろん可能であるが、この電圧V_cap
が高い分だけサイクロコンバータCCや第２の電
力変換器SSNがとる遅れ無効電力あるいは進相
コンデンサCPAがとる進み無効電力は大きな値
となり損失が大きく効率の悪い運転をよぎなくさ
せられることとなつてしまう。

そこで、第７図に示したように交流電動機Ｍの
回転速度ω_r、あるいは指令値ω_r ^*に応じて進相コ
ンデンサCAPの電圧波高値指令V_cap ^*を変化させ
ている。

すなわち、ω_r＝０のとき、進相コンデンサ
CAPの電圧波高値指令V_cap ^*を必要最小限値
V_cap(MAX) ^*に設定し、その後定格回転速度ω_rpま
で、ω_rに比例してV_cap ^*を上げていく。一方、ω_r
＞ω_rpで運転したい場合には、交流電動機Ｍを弱
め界磁制御し、進相コンデンサCAPの電圧波高
値V_capはV_cap(MAX) ^*で一定に保つている。

このように、進相コンデンサCAPの電圧波高
値V_capを交流電動機Ｍの回転速度ω_rに応じて変化
させることにより、低速回転時の損失を低減させ
ることができ、効率の良い運転を行なうことが可
能となる。

なお、進相コンデンサCAPの電圧波高値V_cap
を下げると、第２の電力変換器SSNの出力電圧
V_Nの絶対値｜V_N｜が減少する。このため、第６
図の制御回路の動作は、次のように変化する。

I_P ^*＞０の場合V_P＞−V_N＞０となり直流電流I_d
が増大し、I_d＞I_d ^*となる。このため、偏差ε_d＝I_d
^＊−I_dは負の値となり、（15）、（16）式で示される
V〓_Pを減少させ、−V〓_Nを増加させる。その結果、
V_P≒−V_N＞０となつて落ち着く。このとき、V〓_P
＜−V〓_Nとなつている。

逆に、I_P ^*＜０の場合、V〓＜０となり、V_Nは正
の値、V_Pは負の値となる。しかし、V_Nの絶対値
が小さいため、V_N＜−V_Pとなつて直流電流I_dを
減少させる。従つて、I_d＜I_d ^*となつて偏差ε_dを正
の値に増加させ、−V〓_Pを減少させ、V〓_Nを増加さ
る。最終的にはI_d≒I_d ^*となるようにV_N≒−V_P＜
０となつて落ち着く。このとき、V〓_N＞−V〓_Pと
なつている。

すなわち、低速回転時にはV_capを下げた分だ
け、第１の電力変換器SSPの出力電圧V_Pの絶対
値を小さくして運転することになる。

第１０図は本発明の他の実施例の構成を示すブ
ロツク図である。同図構成の第１図構成と異なる
点は、第１の交直電力変換器SSPの入力側に低周
波進相コンデンサCAPSを設けると共に無効電力
演算回路VARと無効電力制御回路AQRを設けた
ことである。同図に示すように、無効電力演算回
路VARには電源電流検出用変流器CT_sから電源
電流I_sの検出値が、電圧検出用変成器PT_sから交
流電源SUPの各相電圧e_R，e_S，e_Tがそれぞれ入力
され、演算された無効電力Q_sは無効電力制御回
路AQRに入力される。無効電力制御回路AQRは
無効電流指令値I_Q ^*を発生し、これを電流制御回
路ACR₁に送出する。

第１０図の第１、第２の電力変換器SSP，
SSNの制御回路は第１１図のブロツク図に詳細
に示す通りである。第１０図の各部を第１１図に
対照させると次のようになる。

無効電力制御回路AQRは無効電力設定器
VRQ、比較器C₇、無効電力制御補償回路H_Q（ｓ）
から構成される。一方、電流制御回路ACR₁は２
乗演算回路SQ₁，SQ₂、平方根演算回路SQR、割
算器DIV、比較器C₂、電流制御補償回路G_d（ｓ）、
反転回路INV、加算器A₁，A₂，A₆で構成されて
いる。

次に、第１１図を参照しながら、第１及び第２
の電力変換器SSP，SSNの動作を説明する。

まず、第１０図の変成器PT_capで、進相コンデ
ンサCAPの３相電圧を検出し、整流回路Ｄを介
して、その波高値V_capを検出する。比較器C₁は電
圧検出値V_capと電圧指令値V_cap ^*を比較し偏差ε_c
（＝V_cap ^*−V_cap）を電圧制御補償回路G_c（ｓ）に
入力する。一般に、電圧制御補償回路G_c（ｓ）は
積分要素あるいは比例要素等から構成されるが、
本実施例では定数をG_c（ｓ）＝K_cとした比例増幅
器だけとする。この電圧制御補償回路G_c（ｓ）の
出力I_P ^*は有効電流指令値となる。

一方、交流電源SUPからの３相入力電流I_sを変
流器CT_sによつて検出し、また、変成器PT_sによ
つて３相電源電圧V_sを検出する。この３相の電
圧、電流検出値を無効電力演算回路VARに入力
し受電端の無効電力Q_sを求める。具体的には、
３相電源電圧V_sを90゜ずつ位相をずらし、各相毎
に入力電流I_sと掛け合わせ、３相分を加えて無効
電力検出値Q_sとする。

この無効電力検出値Q_sを比較器C₇に入力し無
効電力設定器VRQからの指令値Q_s ^*と比較する。
この偏差ε_Q（＝Q_s ^*−Q_s）は無効電力制御補償回
路H_Q（ｓ）に入力され積分あるいは比例増幅され
る。なお、無効電力制御補償回路H_Q（ｓ）の出力
I_Q ^*は無効電流指令値となる。

次に、有効電流指令値I_P ^*及び無効電流指令値
I_Q ^*に基づき２乗演算回路SQ₁，SQ₂、加算器A₇並
びに平方根演算回路SQRにより、（32）式の演算
を行ない、直流電流指令値I_d ^*を求める。

I_d ^*＝√_d ^*2＋_Q ^*2 ……（32） また、この直流電流指令値I_d ^*および有効電流
指令値I_P ^*を割算器DIVに入力し（33）式の演算
に基づいて、位相制御入力電圧V〓を求める。

V〓＝cosα＝I_P ^*／I_d ^* ……（33） この位相制御入力電圧V〓は、加算器A₁を介し
て第１の電力変換器SSPの位相制御回路PHPに
入力され、またV〓の反転値は加算器A₂を介して
第２の電力変換器SSNの位相制御回路PHNに入
力される。なお、位相制御回路PHPの位相制御
基準e_R，e_S，e_Tに電源電圧V_R，V_S，V_Tに同期し
た単位正弦波を用い、位相制御回路PHNの位相
制御基準e_a，e_b，e_cに外部発振器O_scの出力電圧を
用いることは第１図の構成の場合と同様である。

この直流電流指令値I_d ^*は比較器C₂によつて、
直流電流検出値I_dと比較され、この偏差ε_d（＝I_d ^*
−I_d）が電流制御補償回路G_d（ｓ）に入力される。
従つて、直流電流I_dはその指令値I_d ^*に一致する
ように制御される。

第１２図は受電端の１相分の電圧、電流ベクト
ル図を示すもので、V_sは電源電圧、I_SSPは第１の
交直電力変換器SSPの入力電流、I_PはI_SSPの有効
分、I_QはI_SSPの無効分、I_CAPSは低周波波進相コン
デンサCAPSに流れる進み電流、α_PはSSPの点弧
位相角を表わす。

I_SSPの大きさは直流電流I_dの値に比例し変換定
数をK_Iとした場合、次式のようになる。

I_SSP＝K_I・I_d ……（34） また、I_SSPの有効分I_Pおよび無効分I_Qは次式のよ
うに表わせる。

I_P＝I_SSP・cosα_P ……（35） I_Q＝I_SSP・sinα_P ……（36） 一方、第１１図の制御回路では直流電流指令値
I_d ^*および点弧位相角α（＝α_P）は（32）、（33）式
のように与えられる。I_d＝I_d ^*に制御されている
とすると、（34）〜（36）式は次のようになる。

I_SSP＝K_I・I_d ^*＝K_I√_P ^*2＋_Q ^*2 ……（37） I_P＝I_SSP・（I_P ^*／I_d ^*）＝K_I・I_P ^* ……（38） I_Q＝I_SSP・（I_Q ^*／I_d ^*）＝K_I・I_Q ^* ……（39） すなわち、第１の交直電力変換器SSPの入力電
流I_SSPの有効分I_Pは第１図の有効電流指令値I_P ^*に
比例した値となり、また無効分I_Qは第１１図の無
効電流指令値I_Q ^*に比例した値となる。

高周波進相コンデンサCAPの電圧波高値V_cap
の制御には有効電力が関係するから、上述の有効
分I_Pの値を調整すればよいことは云うまでもな
い。

一方、受電端の無効電力Q_sは次のようにして
制御される。

第１の電力変換器SSPの受電端には、低周波進
相コンデンサCAPSが接続されており、一定の進
み電流I_CAPSをとつている。第１の電力変換器SSP
の入力電流I_SSPの無効分I_Qが上述のI_CAPSより小さ
な値になつた場合、無効電力検出値Q_sは負の値
となり、指令値Q_s ^*を零に設定した場合、偏差ε_Q
（＝Q_s ^*−Q_s）は正の値となる。

その結果、無効電力制御補償回路H_Q（ｓ）を介
して、無効電流指令値I_Q ^*を増加させ、直流電流
指令値I_d ^*をふやし、V〓＝cosα_Pを減少させる。こ
のため、実際のI_SSPの無効分I_Qが増加し、I_Q≒I_CAPS
となつて落ち着く。このとき、有効電流I_Pの値は
変化しない。

逆に、I_Q＞I_CAPSとなつた場合、Q_sは正の値とな
り、偏差ε_Qを負の値にしI_Q＝K_I・I_Q ^*を減少させ、
やはりI_Q≒I_CAPSとなるように制御される。

従つて、交流電源SUPから供給される電流I_sは
常に有効電流I_Pだけとなり、入力力率＝１の運転
が可能となる。

なお、受電端の無効電力制御は、先に述べたよ
うに、交流電動機Ｍの回転速度ω_rに応じて高周
波進相コンデンサCAPの電圧波高値V_capを変え
た場合でも、同様に行なうことができる。

次に、本発明の交流電動機駆動装置の過負荷運
転について説明する。

第１図および第１０図の各実施例では、高周波
進相コンデンサCAPの容量によつて装置の定格
出力が決定される。すなわち、交流電動機Ｍに供
給される電流が増大すれば、それに比例してサイ
クロコンバータCCの入力側（高周波進相コンデ
ンサ側）の遅れ無効電力が増大し、やがて循環電
流I₀は零になつてしまう。するとf_cap＝f_cとはなら
なくなり、制御不能におちいる。

この制御不能を防止するには、次の方法が有効
である。

すなわち、交流電動機Ｍに供給される電流I_u，
I_v，I_wの波高値I_Lnの大きさに応じて、外部発振
O_scから与える位相基準信号e_a，e_b，e_cの周波数f_c
を変えてやる。具体的には、I_Lnに比例してf_cを増
加させる。すると、高周波進相コンデンサCAP
に印加される電圧V_a，V_b，V_cの周波数f_cap＝f_cが
高くなり、コンデンサの容量が増加する。同時
に、電流も増加し、その分サイクロコンバータ
CCの循環電流I₀が増加する。従つて、荷負荷運
転時でもI₀が零になることはなくなり、制御不能
になることを防止することができる。

なお、軽負荷時には、f_c∝I_Lnとすることによ
り、進相コンデンサCAPの容量が低減され循環
電流I₀が小さくなる。すなわち、むやみに循環電
流が大きくなるのを防止でき、損失が低減され、
効率の良い運転が可能となる。

以上述べたように、本実施例によれば、以下に
列挙するような数多の効果を得ることができるも
のである。

(1) 電源周波数50Hzに対して電動機に供給される
電流の周波数は０〜500Hz程度になる。すなわ
ち、循環電流式サイクロコンバータの制御パル
ス数（制御相数）を大きく選ぶことにより、そ
の出力周波数f_pを入力周波数f_cap以上にするこ
とも可能である。

つまり、進相コンデンサに印加される電圧の
周波数を500Hz程度にすることにより、電動機
に供給される電流の周波数f_pは０〜500Hz程度
で運転することができる。

従つて、２極の交流電動機では回転数は
30000rpmにもなり、超高速運転が可能となる。
このため、従来はギア等を用いて増速しなけれ
ばならなかつたブロア用モータ等では増速ギア
は不要となり、運転効率の向上とともに装置の
小形軽量化が可能となる。

また、回転速度を3000rpm程度とした場合、
電動機の極数を20極程度することができ、低速
時のトルク脈動が低減されるばかりでなく、速
度制御の精度を従来よりも１桁も向上させるこ
とが可能となる。

(2) 交流電動機に供給される電流は正弦波に制御
され、トルク脈動のきわめて小さい装置が得ら
れる。同時に電磁騒音がなくなり、電源系統や
他の電気機器への悪影響を低減することができ
る。

(3) 電力変換器はいずれも自然転流による他励コ
ンバータで、大電力トランジスタやゲートター
ンオフサイリスタ等の自己消弧素子を必要とせ
ず、信頼性が高く、過負荷運転にも強く、大容
量化がきわめて容易なシステムを実現すること
ができる。

(4) 受電端の無効電力制御により、入力力率を常
に１に保持することが可能となり、電源系統の
設備容量を低減させることができ、しかも無効
電力変動に伴う電源電圧の変動をなくすことが
できる。

(5) また、第１の電力変換器を多重化することに
より、入力電流を正弦波に近ずけることがで
き、高調波電流を簡単に低減させることが可能
である。

(6) 電動機の回転速度に応じて進相コンデンサの
電圧波高値を変えることにより、特に低速回転
時の運転効率を向上させることができる。

(7) また、電動機に供給される電流の大きさに応
じて進相コンデンサに印加される電圧の周波数
を変えることにより、過負荷運転時でも制御不
能になることがなくなり、軽負荷運転時の効率
を上げることができる。

〔発明の効果〕

かくして、本発明によれば、交流電動機に０〜
数百Hzの正弦波電流を供給し、しかも、電源の入
力力率を常に１に保ち得ると共に電源への高調波
の漏れ出しを抑制した高速大容量の交流可変速運
転が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロツ
ク図、第２図は同実施例の主要部の等価回路図、
第３図は同実施例の第２の電力変換器のサイリス
タの点弧モード図並びに進相コンデンサの印加電
圧波形図、第４図は同実施例のサイクロコンバー
タの位相制御基準信号の波形図並びに点弧パルス
信号のモード図、第５図は上記サイクロコンバー
タの入力側の１相分の等価回路図、第６図は同実
施例の第１および第２の電力変換器の制御回路の
詳細を示すブロツク図、第７図は第６図の電圧基
準発生器の特性図、第８図は第１図のサイクロコ
ンバータの制御回路の一例を示すブロツク図、第
９図は誘導電動機の電流ベクトル図、第１０図は
本発明の他の実施例の構成を示すブロツク図、第
１１図は第１０図の第１、第２の電力変換器の制
御回路の詳細を示すブロツク図、第１２図は受電
端の１相分の電圧、電流ベクトル図である。 SUP……交流電源、SSP……第１の交直電力
変換器、SSN……第２の交直電力変換器、CAP
……進相コンデンサ、CC……循環電流式サイク
ロコンバータ、Ｍ……交流電動機、SPC……速度
制御回路、AVR……電圧制御回路、ACR₁，
ACR₂……電流制御回路、PHP，PHN，PHC…
…位相制御回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源に入力側が接続され交流を直流に変
   換する第１の電力変換手段と、この第１の電力変
   換手段の出力側に直流リアクトルを介して接続さ
   れ直流を交流に変換する第２の電力変換手段と、
   この第２の電力変換手段の出力側に接続された高
   周波進相コンデンサを含む高周波無効電力源と、
   この高周波無効電力源に入力側が接続され、交流
   電動機に交流電力を供給する循環電流式サイクロ
   コンバータとを備えたことを特徴とする交流電動
   機駆動装置。 ２ 前記高周波無効電力が前記交流電動機の回転
   速度に応じて電圧波高値を制御する手段を含むこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の交流
   電動機駆動装置。 ３ 前記第１の電力変換器が、その直流側の電圧
   と電流を前記交流電動機に供給される電力の大き
   さに応じて調整し、前記第１の電力変換器の入力
   側の無効電力をほぼ一定に制御する手段を含むこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項または第２
   項記載の交流電動機駆動装置。 ４ 前記高周波無効電力手段が前記交流電動機に
   供給される電流に応じて高周波進相コンデンサに
   供給される電圧の周波数を制御する手段を含むこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項、第２項ま
   たは第３項記載の交流電動機駆動装置。