JPH0564551B2

JPH0564551B2 -

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Publication number: JPH0564551B2
Application number: JP57171886A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; Susumu Tadakuma
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-09-30
Filing date: 1982-09-30
Publication date: 1993-09-14
Also published as: JPS5961475A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流
電圧源とその負荷装置からなる電力変換装置に関
する。

〔発明の技術的背景〕

直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パ
ルス幅変調制御（PWM）インバータ＋誘導電動
機、あるいは直流チヨツパ装置＋直流電動機など
がある。この直流電圧源として、バツテリーを使
う場合はあまり問題ないが、商用電源から直流電
力変換器（コンバータ）を介して直流電圧を得る
とき、当該商用電源側に発生する無効電力や高調
波が近年問題になつている。

第１図は、PWMインバータ＋誘導電動機を負
荷装置とする従来の電力変換装置の構成図を示
す。図中、BUSは３相交流電源の電線路、AFは
アクテイブフイルタ装置、TRは電源トランス、
ＣNVは交直電力変換器、C₀は直流平滑コンデ
ンサ、INVはPWMインバータ、IMは誘導電動
機をそれぞれ表わす。

交直電力変換器CONVは、整流器ブリツジ回
路SS₁とサイリスタブリツジ回路SS₂及び直流リ
アクトルL₁，L₂とから構成され、直流電圧源た
る平滑コンデンサC₀に電力を供給したり、また、
C₀に蓄積されたエネルギーを交流電源に回生す
る働きを行う。

PWMインバータINVはコンデンサC₀の直流電
圧V₀を可変電圧可変周波数の交流電力に変換す
るもので誘導電動機IM（以後単に電動機と記す）
に供給する電流及び周波数を制御する役目をはた
す。

電動機IMの発生トルクは、すべり周波数_slを
調整することにより制御できることが知られてい
る。すなわち、電動機IMを加速したいときには
すべり周波数_slが正の値になるように制御し、ま
た、回生ブレーキをかけて減速したいときにはす
べり周波数_slを負の値に制御する。

電動機IMを力行運転しているときは、交流電
源BUSから、トランスTR→整流器SS₁→リアク
トルL₁→平滑コンデンサC₀→PWMインバータ
INVを介して電動機IMに有効電力が供給される。

逆に、電動機IMに回生ブレーキをかけると、
回転エネルギーは有効電力に変換され、PWMイ
ンバータINV→平滑コンデンサC₀→リアクトル
L₂→サイリスタブリツジ回路SS₂→トランスTR
を通つて交流電源BUSに回生される。

〔背景技術の問題点〕

サイリスタブリツジ回路SS₂は回生時のみ動作
し、電源転流（自然転流）可能な範囲で、点弧位
相角αをほぼ一定値に保つ、一般にはα＝150°程
度で一定に制御される。このとき、整流器SS₁の
出力電圧V_d1より、上記サイリスタブリツジ回路
SS₂の出力電圧V_d2のほうが大きくなるように、
電源トランスTRの２次電圧を選ぶ。すなわち、
整流器SS₁の入力電圧をV_S1、サイリスタブリツ
ジ回路SS₂の入力電圧をV_S2とした場合、次式を
満足するように設計し、電源短絡を防止してい
る。

V_d1＜V_d2 ∴kV_S1，cos0°＜−kV_S2・cosα ∴V_S1＜V_S2・cosα（atα＝150°）この従来の電力変換装置では、力行時には整流
器SS₁だけが動作するため、電源側から見た基本
波力率は常に１に保持されるが、回生時にはサイ
リスタブリツジ回路SS₂を自然整流させるため、
α＝150°程度で運転するので基本波力率は0.866
程度に低下する。さらに問題となるのは、電源か
らとる無効電力Ｑの大きさが回生時に大きく変動
することである。すなわち、無効電力Ｑは、電源
から供給される（又は回生される）電流I_sの大き
さと、前記サイリスタブリツジ回路SS₂の点弧位
相角αの正弦値sinαに比例するので、位相角αを
一定に制御しても、回生電流I_sが０〜最大値に変
化すれば、当然、Ｑ＝k_Q・I_s・sinαも０〜・k_Q
（max）・0.5と変動する。

この無効電力Ｑの変動は、電源電圧の変動をも
たらし、他の電気機器に種々の悪影響を及ぼすか
らである。

さらに、整流器SS₁及びサイリスタブリツジ回
路SS₂に供給される電流は120°通電（３相電源の
場合）、あるいは180°通電（単相電源の場合）の
矩形波電流であり、当該入力電流の高調波成分が
大きく、通信障害等の原因にもなつている。

従来、上記無効電力Ｑの変動や高調波電流を補
償するため、電力変換器の受電端にアクテイブフ
イルターAFを設けているが、その容量は、電力
変換器に匹敵する程のものとなり、装置が大形化
し、高価なものになる欠点があつた。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、受電端
に前記アクテイブフイルターAF等の装置を設け
ることなく、交流電源から供給される電流の高調
波成分を少なくし、かつ、受電端の基本波力率を
１あるいは任意の値に制御できるようにした電力
変換装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明は、この目的を達成するために、平滑コ
ンデンサの直流電圧がほぼ一定となるように交流
電源から供給する有効電流或いは有効電流と無効
電流の合成電流を第１のPWMインバータによつ
て制御することを特徴とする。

〔発明の実施例〕

第２図は、本発明の電力変換装置の一実施例を
示す構成図である。図中、TRは電源トランス、
L_sは交流リアクトル、INV１は第１のPWMイン
バータ、INV２は第２のPWMインバータ、C₀は
直流平滑コンデンサ、IMは誘導電動機、PGは回
転パルス発生器、CONT１は第１のPWMインバ
ータの制御回路、CONT２は第２のPWMインバ
ータ制御回路を各々示す。

第１のPWMインバータINV１はサイリスタ
S₁₁〜S₁₄及びダイオードD₁₁〜D₁₄でフルブリツジ
にで構成され、平滑コンデンサC₀の直流電圧V₀
が一定になるように電源から供給される電流I_sを
制御する。そのため、サイリスタS₁₁〜S₁₄は例え
ばゲートターンオフ（GTO）サイリスタ等の素
子が使われる。また、強制転流回路を用意する場
合もある。

第２のPWMインバータINV２は、サイリスタ
S₂₁〜S₂₆及びダイオードD₂₁〜D₂₆でフルブリツジ
に構成され、電動機IMに供給する３相電流を制
御する。サイリスタS₂₁〜S₂₆には同様にGTOサ
イリスタ等の素子が使われるか、もしくは強制転
流回路が付加される。

第３図は第１のPWMインバータの制御回路の
実施例を示すブロツク図である。図中、C₁，C₂，
C₃は比較器、G₁(S)，G₂(S)は制御補償回路、K_nは
演算増幅器、MLは乗算器、TRG₁は三角波発生
器、GCはゲート回路を示す。

第４図は第２のPWMインバータの制御回路の
実施例を示すブロツク図である。図中、Ｆ／Ｖは
周波数−電圧変換器、Aは加算器、C_N，C_U1，
C_U2，C_V1，C_V2，C_W1，C_W2は比較器、VRNは速
度設定器、SFCはすべり周波数制御回路、G_N(S)，
C_U(S)，G_V(S)，G_W(S)は制御補償回路、PTGは３相
パターン発生器、ML_U，ML_V，ML_Wは乗算器、
TRG₂は三角波発生器、GC_U，GC_V，GC_Wはゲー
ト回路を示す。

以下、本発明の動作を上記、第２図、第３図及
び第４図を参照しながら説明する。

まず、電動機IMへの供給電流を制御する方法
を述べる。

電動機IMの回転速度Ｎは回転パルス発生器PG
によつて検出され、Ｆ／Ｖ変換器によつてアナロ
グ量が与えられる。速度設定器VRNからの速度
指令値N^*と、上記実速度Ｎを比較器C_Nによつて
比較する。当該偏差ε_N＝N^*−Ｎを制御補償回路
G_N(S)に入力し、その出力I_Lnを負荷電流波高値指
令とする。

また、すべり周波数制御回路SFCによつて、電
動機IMのすべり周波数_slを与える。加算器Aに
よつてすべり周波数_slと電動機の回転周波数_nを
加算し、 _e＝_n＋_sl を求める。PTGは周波数_eの３相単位正弦波を
発生する。３相パターン出力_U、P_V、P_Wは次式の
ようになる。

P_U＝sin（2πet） P_V＝sin（2πet−2π／３） P_W＝sin（2πet＋2π／３）乗算器ML_Uによつて、前記波高値指令I_Lnと上
記単位正弦波P_Uを掛け合わせ、電動機IMのＵ相
電機子巻線の電流I_Uの指令値I_U ^*とする。比較器
C_U1は、Ｕ相電流の検出器I_Uとその指令値I_U ^*を比
較するもので、その偏差ε_U＝I_U ^*−L_Uを次の制御
補償回路G_U(S)に入力する。G_U(S)は簡単には比例
増幅器だけで構成され、入力ε_Uに比例した電圧
ε_U′を出力する。また、別の例では積分要素ある
いは微分要素が加わり、電流制御系の最適化が図
られることもある。

TRG₂は波高値一定の交流三角波V_aを発生する
もので、いわゆるPWMインバータの搬送波とな
る。三角波V_aと上記G_U(S)の出力信号ε_U′を比較
し、 ε_U′V_aのとき出力信号“１”を ε_U′＜V_aのとき出力“０”を比較器C_U2から出力し、次のゲート回路GC_Uに
送る。GC_UはインバータINV２のサイリスタS₂₁
とS₂₄を制御するもので、上記出力信号が“１”
のときS₂₁をオンし、S₂₄をオフする。逆に出力信
号が“０”のときは、S₂₁をオフし、S₂₄をオンす
る。故に“１”の期間が“０”の期間より大きい
ときはＵ相電流I_Uを正方向に増加させ、逆に
“０”の期間が“１”の期間より大きいときはＵ
相電流I_Uを負方向に増加させる。すなわち、上記
制御補償回路G_U(S)の出力電圧ε_U′に比例した電圧
が電動機IMのＵ相電機子巻線に印加されるもの
である。

例えば、Ｕ相電流の指令値I_U ^*が検出値I_Uより
大きくなつた場合、ε_U＝I_U ^*−I_Uは正の値となり、
ε_U′すなわち、Ｕ相出力電圧V_Uを増加させる。故
にI_Uが増加し、最終的にI_U＝I_U ^*となるように制御
される。逆に、I_U ^*＜I_Uとなつた場合、ε_Uは負の
値となり、ε_U′すなわち、V_Uを負の値にして、I_U
を減少させる。やはり最終的にI_U＝I_U ^*となつて
落ち着く。ここで指令値I_U ^*を正弦波状に変化さ
せればそれに追従して実電流I_Uも正弦波状に制御
される。

同様にＶ相及びＷ相の電機子電流I_V、I_Wもそれ
ぞれの指令値I_V ^*、I_W ^*に応じて制御される。

上記電機子電流の指令値I_U ^*、I_V ^*、I_W ^*の波高
値I_Lnは速度制御回路から与えられることは前に
述べた。速度指令値N^*が実速度Ｎより大きい場
合、その偏差ε_N＝N^*−Ｎは正の値となつて、上
記波高値I_Lnを増加させ、電動機IMの発生トルク
を増大させる。逆に、N^*＜Ｎの場合、偏差ε_Nは
負の値となつて、上記波高値I_Lnを減少させ、IM
の発生トルクを減少させる。従つて、最終的に
N^*＝Ｎとなつて落着く。ここで制御補償回路G_N
(S)は比例＋積分要素が使用され、定常偏差ε_Nを零
にするように制御される。さらに制御応答を高め
るために、微分要素も使われることがある。

電動機IMのすべり周波数_slは、力行時には、
正の値に、回生ブレーキ時には負の値に設定され
るが、すべり周波数_sl＝一定に制御する方法
電流波高値指令I_Lnに応じて変化させる方法さ
らには、電動機IMの励磁電流と２次電流が直交
関係を保つように一次電流ベクトルを制御するよ
うにすべり周波数_slを変化させる方法等がある。
ここでは、すべり周波数制御回路SFCから一定の
_slを与える例を示した。

すべり周波数_sl＞０とした時、電動機IMは力
行モード（電動機モード）となり、定電圧源たる
直流平滑コンデンサC₀から電動機IMに電力が供
給される。また、逆にすべり周波数_sl＜０とした
時、電動機IMは回生モード（発電機モード）と
なり、電動機IMから直流平滑コンデンサC₀に電
力が回生され、電動機IMとしては、回生ブレー
キがかかる。

次に、第１のPWMインバータINV１による電
源からの供給電流I_sの制御方法を説明する。

第３図において、V₀ ^*は平滑コンデンサC₀の直
流電圧指令値となるもので、比較器C₁によつて
電圧検出値V₀と比較される。偏差ε₁＝V₀ ^*−V₀
は、次の制御補償回路G₁(S)に入力され、増幅あ
るいは積分される。制御補償回路G₁(S)の出力は
電源電流I_sの波高値I_snとなるため、乗算器MLに
入力される。

一方、電源電圧V_s＝V_n・sinωstを検出し、演
算増幅器Kmを介して、電源同期の単位正弦波を
作る。すなわち、Kmにおいて電源電圧の波高値
V_nの逆数倍している。この単位正弦波と上記波
高値I_snを乗ずることによつて、次式で示される
ような電流指令値I_s ^*が得られる。

I_s ^*＝I_sn・sinωst ただし、ωsは電源角周波数比較器C₂によつて、電流指令値I_s ^*と電源電流
検出値I_sを比較し、偏差ε₂＝I_s ^*−I_sを得る。これ
を次の制御補償回路G₂(S)に入力し、増幅する。

TRG₁はPWNインバータの搬送波すなわち、
500Hz程度、単位三角波V_bを発生するもので、比
較器C₃によつて、上記制御補償回路G₂(S)の出力
信号ε₂′と比較される。

比較器C₃からは、 ε₂′V_bのとき、出力信号“１”を ε₂′＜V_bのとき、出力信号“０”を発生し、ゲート回路GCに入力する。

主回路のサイリスタは、上記出力信号が“１”
のとき、S₁₂とS₁₃がオンし、S₁₁とS₁₄がオフす
る。逆に出力信号が“０”のとき、S₁₁とS₁₄がオ
ンし、S₁₂とS₁₃がオフする。

電流電源I_sは交流リアクトルLsに印加される電
圧V_Lによつて決定される。また、リアクトル電
圧V_Lは電流電圧V_sと第１のPWNインバータ
INV.１が発生する電圧V_cによつて決定される。
第５図は電源側の電圧電流ベクトル図を示すもの
で、(a)は電源から電動機IMへ電力を供給してい
る時、(b)は電動機IMから電源へ、電力を回生し
ている時のベクトル関係を表わす。

電源電圧Vs→とIs→が同位相になるには第５図ａ
の如く、交流リアクトルに印加される電圧VL→＝
Vs→−Vc→を電源電圧Vs→より90°だけ位相を進めな
ければならない。

第６図ａ〜ｃは、第５図ａのベアクトル図に対
応する電圧電流波形を示すものである。第３図の
制御補償回路G₂(S)の出力V_c′と三角波V_bが比較さ
れ、ゲート回路GCには、第６図の最下部に示す
波形信号が入力される。その結果、第１のPWM
インバータINV.１のサイリスタS₁₁〜S₁₄が前述
の如く点弧制御され、第１のPWMインバータ
INV.１の交流側電圧V_cの基本波成分は上記V_c′
に比例した電圧となる。従つて、交流リアクトル
L_sに印加される電圧V_Lは電源電圧V_sと上記イン
バータの交流電圧V_cの差電圧となり、その結果、
電源電流I_sは電圧V_sと同位相の正弦波電流とな
る。

第５図ｂの如く、I_sとV_sを逆位相にするには、
上述と同様の方法で、V_cを制御することにより
達成される。

すなわち、電源電流I_sをその指令値I_s ^*に応じて
電源電圧V_sと同相あるいは逆位相、さらには、
任意の位相で、その大きさも自由に制御すること
ができるのである。

電源電圧V_sに対し、電源電圧V_sを同位相ある
いは逆位相になるように制御することにより、電
力の授受に関係なく、常に電源側の力率を１にす
ることができる。しかし、有効電力P_s＝V_s・I_sの
大きさをどのような値に制御すべきか定かではな
い。

１つの方法は、電動機IMの交流入力端子でそ
の有効電力P_iを検出し、それに応じて、上記P_sを
制御することが考えられる。しかし、インバータ
等の損失があるため、P_sとP_iは必ずしも一致しな
い欠点がある。また、同様に直流ラインで有効電
力P_DCを検出する方法も考えられるが、やはり同
じ問題が残る。

これを解決するために、本発明装置では直流平
滑コンデンサC₀の電圧V₀を検出し、この電圧が
一定になるように電源側有効電力P_sを制御してい
る。

電圧指令V₀ ^*より検出量V₀が小さい場合、その
偏差ε₁＝V₀ ^*−V₀は正の値となり、G₁(S)を介し
て、電源電流の波高値I_snは正の値で増加する。
従つて、電源電圧V_sと電流I_sは同相となり、電源
から平滑コンデンサC₀に有効電力P_sが供給され
る。故に平滑コンデンサC₀の電圧V₀が上昇し、
V₀ ^*＝V₀となるように制御される。電動機IMの
負荷が増加した場合、V₀が減少するので、さら
に大きな有効電力P_sが供給されることになる。

電動機IMの負荷を軽くした場合、さらには、
回生ブレーキをかけて、電力を平滑コンデンサに
回生した場合には、V₀が上昇し、V₀ ^*＜V₀とな
る。すると、ε₁＝V₀ ^*−V₀は負の値となり、G₁(S)
を介して、電源電圧の波高値指令I_snは減少し、
さらには負の値となる。I_snが負の値になると、
電流指令I_s ^*の位相は、電源電圧V_sに対し、逆位
相になる。指令I_s ^*に応じて、電流I_sが制御される
結果、今度は有効電力P_sは負の値、すなわち、電
源へ回生されることになり、その分、平滑コンデ
ンサC₀のエネルギーが減少し、電圧V₀が減少す
る。最終的にやはり、V₀ ^*＝V₀となつて落ち着
く。

すなわち、何ら有効電力を検出する必要もな
く、損失分も含めた有効電力の授受を自動的に行
うことができるのである。

第７図は、第２図の第１のPWMインバータ
INV.1の制御回路CONT.1の別の実施例を示すも
ので、受電端の無効電力Ｑを任意の値に制御する
ものである。

図中、ROMは、電源電圧V_sと同位相の単位正
弦波Ｐ＝sinωst及びV_sより90°位相の進んだ単位
正弦波ｑ＝C₀₀ωstを発生する移相器、MLp，
MLqは乗算器、ADは加算、G₃(S)は制御補償回
路、C₄は比較器で、他の記号は第３図の記号で
説明したものと同じである。

第３図と異なる点は、電源電流の指令値I_s ^*と
して、有効電流I_pと無効電流I_Qの両方を含むこと
である。有効電流I_pは第３図で説明したように、
平滑コンデンサV₀の値が指令値V₀ ^*に等しくなる
ように与えられる。受電端の無効電力Ｑは次のよ
うに制御される。

受電端の無効電力Ｑを検出し、その指令値Q^*
と比較する。偏差ε₄＝Q^*−Ｑを次の制御補償回
路G₃(S)に入力し、無効電流I_Qの波高値指令I_Qnを
得る。G₃(S)は、通常積分要素が使われ、上記偏
差ε₄の定常分を零にするように制御している。

移相器POMからは、電源電圧V_sより90°進んだ
単位正弦波ｑ＝C₀₀ωstが出力され、乗算器ML_Q
によつてI_Q＝I_Qn・C₀₀ωstを作つている。

加算器ADによつて有効電流指令I_p＝I_pnsinωst
と無効電流指令I_Q＝I_QnC₀₀ωstが加えられ、電源
電流指令値I_s ^*となる。

無効電力指令値Q^*を０に設定すれば、第３図
で示した制御と同じく、力率＝１の運転がなされ
る。

同じ電源に遅れ無効電力をとる負荷が接続され
た場合には遅れ無効電力を打ち消すような無効電
力指令値Q^*を与えれば、第１のPWMインバータ
INV.１には有効電力P_sの他にＱ＝Q^*の進み無効
電力をとるように制御され、他の負荷も含めた力
率を常に１にすることができる。

第８図は本発明の電力変換装置の別の実施例を
示すものである。直流電圧源の負荷装置として、
直流チヨツパ装置と直流電動機を接続した場合を
示す、図中、CHOはトランジスタチヨツパ装置、
D₁，D₂はダイオード、SWは回生ブレーキ用スイ
ツチ、DCLは直流リアクトル、DCMは直流電動
機本体、TGは速度発電機、CONT３はチヨツパ
装置の制御回路を示す。平滑コンデンサC₀より
左側に示す回路は、第２図で示したものと同じ構
成となつている。電源側の制御は前述したと同じ
なので省略し、次に直流電動機DCMの速度制御
について簡単に説明する。

直流電動機DCMを力行運転する場合、スイツ
チSWを閉じて、界磁電流I_fを矢印の方向に流す。
速度発電機TGによつて直流電動機DCMの回転
速度Ｎを検出し、速度設定値N^*と比較する。N^*
＞Ｎの場合トランジスタチヨツパCHOのオン期
間を増加させ、電機子電流I_aを増加して直流電動
機DCMの発生トルクを増大させる。逆にN^*＜Ｎ
の場合、チヨツパCHOのオフ期間を増加させ、
電機子電流I_aを減少させて、発生トルクを減少さ
せる。最終的にはN^*＝Ｎとなつて落ち着く。

トランジスタチヨツパCHOの動作は公知であ
るが、簡単に説明すると、次のようになる。

トランジスタチヨツパCHOがオンの時、平滑
コンデンサC₀→チヨツパCHO→DCL→DCM→ス
イツチSWの経路で、電流I_aを増加させる。CHO
がオフされると、電流I_aは、DCM→SW→D₁→
DCLの経路で流れ、徐々に減衰する。従つて、
オン期間とオフ期間の割合を調整することによ
り、電流I_aの大きさを制御することができる。

直流電動機DCMに回生ブレーキをかけて、急
速に減速させる場合、次のようになる。

まず、スイツチSWを開放する。次に界時電流
I_fを逆転（図の矢印と反対方向）させる。すると
直流電動機DCMの速度起電力は反転し、チヨツ
パCHOをオンすると、DCM→D₂→CHO→DCL
の経路で短絡電流I_aが流れ、直流リアクトルDCL
にエネルギーが蓄えられる。次にチヨツパCHO
をオフすると、DCLのエネルギーはDCM→D₂→
C₀→D₁→DCLの経路で平滑コンデンサC₀に移さ
れる。平滑コンデンサC₀の電圧が上昇すると、
前述の説明の通り、有効電力となつて交流電源に
回生される。

回生ブレーキの強さは、電機子電流I_aの大きさ
に比例するので、このときもトランジスタチヨツ
パCHOのオン、オフ期間を調整することにより
Iaを制御してトルフ制御を行うことができる。

このように負荷装置をチヨツパ装置＋直流電動
機としても、直流電圧源たる平滑コンデンサC₀
の電圧V₀が一定になるように交流電源から供給
される有効電流I_pを制御することができ、同時に
無効電力も任意の値だけとるように制御すること
ができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明の電力変換装置
は、次のような効果を有するものである。

(1) 平滑コンデンサの電圧V₀が一定になるよう
に電源から供給される有効電流を制御すること
により、損失分も含めて、負荷が要求する有効
電力を供給することができ、しかも複雑な有効
電力検出回路等を省略でき、安価な装置を提供
できる。

(2) 有効電力の制御と同時に、受電端の無効電力
も任意の値に制御できる。特に、力率＝１の運
転も可能となる。

(3) 入力電流（電源からの供給電流）は正弦波状
に制御されるため、高調波成分を低減させるこ
とができる。

(4) また、従来必要とされたアクテイブフイルタ
ー装置は受電端に設ける必要がなくなり、装置
全体の小形軽量化が図れるとともに、経済的な
システムを提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電力変換装置の構成図、第２図
は、本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成
図、第３図は、第２図の装置の第１のPWMイン
バータの制御回路の実施例を示すブロツク図、第
４図は、第２図の装置の第２のPWMインバータ
の制御回路の実施例を示すブロツク図、第５図
ａ，ｂは、第２図の装置の電源側の電圧、電流ベ
クトル図、第６図ａ〜ｃは、第５図ａのベクトル
図に対応する電圧電流波形図、第７図は、第２図
の装置の第１のPWMインバータの制御回路の別
の実施例を示すブロツク図、第８図は、本発明装
置の別の実施例を示す構成図である。 TR……電源トランス、L_s……交流リアクト
ル、INV１……第１のPWMインバータ、C₀……
平滑コンデンサ、INV２……第２のPWNインバ
ータ、IM……誘導機、PG……回転パルス発生
器、CONT１……INV１の制御回路、CONT２
……INV２の制御回路、CHO……トランジスタ
チヨツパ、SW……回生用スイツチ、D₁，D₂……
ダイオード、DCL……直流リアクトル、DCM…
…直流電動機、TG……速度発電機。

Claims

【特許請求の範囲】１単相交流電源と、この単相交流電源に交流リ
アクトルを介して接続されたフルブリツジ構成の
パルス幅変調制御インバータと、このパルス幅変
調制御インバータの直流側に接続された平滑コン
デンサと、この平滑コンデンサを電圧源とする負
荷装置と、前記パルス幅変調インバータを制御す
るパルス幅変調制御回路とを備え、このパルス幅
変調制御回路は、前記平滑コンデンサに印加され
る直流電圧を検出し、電圧指令値に一致するよう
に制御して電源電流の波高値を出力する電圧制御
手段、この電圧制御手段より出力される電源電流
の波高値と前記単相交流電源の電圧に同期した単
位正弦波とを乗ずる乗算器、この乗算器の出力信
号を電流指令値とし前記単相交流電源から供給さ
れる有効電流を制御する電流制御手段、三角波を
発生する三角波発生器および前記電流制御手段の
出力信号を前記三角波発生器より出力する三角波
と比較して前記パルス幅変調制御インバータのゲ
ート信号を作るゲート回路から構成したことを特
徴とする電力変換装置。２単相交流電源と、この単相交流電源に交流リ
アクトルを介して接続されたフルブリツジ構成の
パルス幅変調制御インバータと、このパルス幅変
調制御インバータの直流側に接続された平滑コン
デンサと、この平滑コンデンサを電圧源とする負
荷装置と、前記パルス幅変調インバータを制御す
るパルス幅変調制御回路とを備え、このパルス幅
変調制御回路は、前記平滑コンデンサに印加され
る直流電圧を検出し、電圧指令値に一致するよう
に制御して有効電流の波高値を電源電流の指令値
として出力する電圧制御手段、受電端の無効電力
を検出し、無効電力指令値と一致するように制御
して無効電流の波高値を電源電流の指令値として
出力する無効電力制御手段、前記単相交流電源の
電圧と同位相の単位正弦波と単相交流電源の電圧
より90°位相の進んだ単位正弦波を発生する移相
器、前記電圧制御手段より出力される有効電流の
波高値と前記移相器より発生する電源電圧と同位
相の単位正弦波とを乗ずる第１の乗算器、前記無
効電力制御手段より出力される無効電流の波高値
と前記移相器より発生する電源電圧より90°位相
の進んだ単位正弦波とを乗ずる第２の乗算器、こ
れら第１および第２の乗算器の出力信号を加算し
て電流指令値とし前記単相交流電源から供給され
る電源電流を制御する電流制御手段、三角波を発
生する三角波発生器および前記電流制御手段の出
力信号を前記三角波発生器より出力する三角波と
比較しその比較結果に基いて前記パルス幅変調制
御インバータのゲート信号を作るゲート回路から
構成したことを特徴とする電力変換装置。