JPH04140980A - 非線形ディジタル信号処理装置 - Google Patents
非線形ディジタル信号処理装置Info
- Publication number
- JPH04140980A JPH04140980A JP26318490A JP26318490A JPH04140980A JP H04140980 A JPH04140980 A JP H04140980A JP 26318490 A JP26318490 A JP 26318490A JP 26318490 A JP26318490 A JP 26318490A JP H04140980 A JPH04140980 A JP H04140980A
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- Japan
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- nonlinear
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- output
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、非線形ディジタル信号処理装置、主としてデ
ジタルγ補正装置に関するものである。
ジタルγ補正装置に関するものである。
従来より、離散的信号に対して非線形処理、例えば、γ
補正を行うには、必要帯域に対して、約４倍のサンプリ
ングレートが必要になることか知られている。これは、
非線形処理をすることで、高調波が生まれるためであり
、γ補正処理を行った場合、特に２次高調波が問題とな
る。具体的には、信号帯域か、２０Ｍ１（ｚにも及ぶよ
うなＨＤ Ｔ Ｖ （ｈｉｇｈ ｄｅＮｎｉｔｉｏｎ
ＴＶ）（７）場合には、標本化定理と、ブリフィルタの
特性から、約６９ＭＨｚ位のサンブリンク周波数が要求
され、更にγ補正も考えた場合は、２００ＭＨｚ程度の
サンプリング周波数が必要になってしまう。これは、高
速のアナログ、ディジタル素子を必要とすることを示し
、大幅なコストアップを招くことが指摘されている。こ
れに対し、特開昭６３−１３４７４号公報では、映像信
号を、リニヤ特性のＡ−Ｄ （アナログ−ディジタル）
変換器でディジタル化した後、サンブリンクレートを変
換し、その後、γ補正を行うことで、Ａ−Ｄ変換器のサ
ンプリングレートを低下させる手法が提案されている。
補正を行うには、必要帯域に対して、約４倍のサンプリ
ングレートが必要になることか知られている。これは、
非線形処理をすることで、高調波が生まれるためであり
、γ補正処理を行った場合、特に２次高調波が問題とな
る。具体的には、信号帯域か、２０Ｍ１（ｚにも及ぶよ
うなＨＤ Ｔ Ｖ （ｈｉｇｈ ｄｅＮｎｉｔｉｏｎ
ＴＶ）（７）場合には、標本化定理と、ブリフィルタの
特性から、約６９ＭＨｚ位のサンブリンク周波数が要求
され、更にγ補正も考えた場合は、２００ＭＨｚ程度の
サンプリング周波数が必要になってしまう。これは、高
速のアナログ、ディジタル素子を必要とすることを示し
、大幅なコストアップを招くことが指摘されている。こ
れに対し、特開昭６３−１３４７４号公報では、映像信
号を、リニヤ特性のＡ−Ｄ （アナログ−ディジタル）
変換器でディジタル化した後、サンブリンクレートを変
換し、その後、γ補正を行うことで、Ａ−Ｄ変換器のサ
ンプリングレートを低下させる手法が提案されている。
しかしながら、前記従来例では、次のような問題がある
。それはＡ−Ｄ変換器にリニヤ特性のものを使用するた
めに、Ａ−Ｄ変換に、約１０ビツトもの精度を要求され
ることであり、今一つは、オーバーサンプリングした情
報にγ補正をかけた後、アナログに変換するため、Ｄ−
Ａ（ディジタル−アナログ）変換器のサンプリングレー
トは、高速なものが必要となってしまう問題がある。
。それはＡ−Ｄ変換器にリニヤ特性のものを使用するた
めに、Ａ−Ｄ変換に、約１０ビツトもの精度を要求され
ることであり、今一つは、オーバーサンプリングした情
報にγ補正をかけた後、アナログに変換するため、Ｄ−
Ａ（ディジタル−アナログ）変換器のサンプリングレー
トは、高速なものが必要となってしまう問題がある。
本発明は、このような問題を解決するためになされたも
ので、Ａ−Ｄ変換器のダイナミックレンジを引き下げる
ことができ、かつ、Ａ−Ｄ。
ので、Ａ−Ｄ変換器のダイナミックレンジを引き下げる
ことができ、かつ、Ａ−Ｄ。
Ｄ−Ａ及びディジタル信号系のサンプリングレートを、
標本化定理とブリフィルタの特性を満足するレベルまで
低下させることのできる非線形ディジタル信号処理装置
を提供することを目的とするものである。
標本化定理とブリフィルタの特性を満足するレベルまで
低下させることのできる非線形ディジタル信号処理装置
を提供することを目的とするものである。
前記目的を達成するため、本発明では、非線形ディジタ
ル信号処理装置をつぎの（１）、（２）のとおりに構成
する。
ル信号処理装置をつぎの（１）、（２）のとおりに構成
する。
（１）アナログ人力を非線形ディジタル信号に変換する
非線形Ａ−Ｄ変換手段と、該非線形Ａ−Ｄ変換手段の出
力について前記非線形とは逆特性の非線形変換を行う逆
非線形変換手段と、該逆非線形変換手段の出力サンプリ
ングレートを増大するサンプリングレート増大手段と、
該サンプリングレート増大手段の出力について非線形変
換を行う非線形変換手段と、該非線形変換手段の出力の
帯域制限を行う帯域制限手段と、該帯域制限手段の出力
のサンプリングレートを低減するサンプリングレート低
減手段とを備えた非線形ディジタル信号処理装置。
非線形Ａ−Ｄ変換手段と、該非線形Ａ−Ｄ変換手段の出
力について前記非線形とは逆特性の非線形変換を行う逆
非線形変換手段と、該逆非線形変換手段の出力サンプリ
ングレートを増大するサンプリングレート増大手段と、
該サンプリングレート増大手段の出力について非線形変
換を行う非線形変換手段と、該非線形変換手段の出力の
帯域制限を行う帯域制限手段と、該帯域制限手段の出力
のサンプリングレートを低減するサンプリングレート低
減手段とを備えた非線形ディジタル信号処理装置。
（２）つぎのａ、ｂ、ｃの構成要素を備えた非線形ディ
ジタル信号処理装置。
ジタル信号処理装置。
ａ、アナログ入力を非線形ディジタル信号に変換する非
線形Ａ−Ｄ変換手段。
線形Ａ−Ｄ変換手段。
ｂ、前記非線形Ａ−Ｄ変換手段の出力を受け、該出力に
おける時間的に隣接する２つのデータから直線内挿補間
により第１のデータを求め、方、前記隣接する２つのデ
ータが夫々非線形特性を近似する折れ線のどのゾーンに
属するかにより第２のデータを求め、第１のデータと第
２のデータの和より非線形の補間データを形成する非線
形内挿補間手段。
おける時間的に隣接する２つのデータから直線内挿補間
により第１のデータを求め、方、前記隣接する２つのデ
ータが夫々非線形特性を近似する折れ線のどのゾーンに
属するかにより第２のデータを求め、第１のデータと第
２のデータの和より非線形の補間データを形成する非線
形内挿補間手段。
Ｃ１前記非線形内装補間手段の出力を受け、帯域制限と
サンプリングレートの低減を行う手段。
サンプリングレートの低減を行う手段。
前記（１）、（２）の構成により、アナログ入力を圧縮
した状態でＡ−Ｄ変換し、非線形Ａ−Ｄ変換に伴う高調
波を除去し、サンプリングレートを必要なレートまで増
大して所要の非線形変換を行い、サンプリングレートを
低減し、非線形変換をうけた信号を出力する。
した状態でＡ−Ｄ変換し、非線形Ａ−Ｄ変換に伴う高調
波を除去し、サンプリングレートを必要なレートまで増
大して所要の非線形変換を行い、サンプリングレートを
低減し、非線形変換をうけた信号を出力する。
以下本発明を実施例により詳しく説明する。
第１図は、本発明の第１実施例である“非線形ディジタ
ル信号処理装置”のブロック図であり、第２図は同実施
例の各部の波形図である。
ル信号処理装置”のブロック図であり、第２図は同実施
例の各部の波形図である。
第１図において、１はサンプルホールド回路であり、こ
こには、第２図の＠に示すように、帯域制限されたアナ
ログ信号が入る。第２図の■は、サンプリングホールト
により離散化された信号のスペクトラムを表わしている
。第１図の２は、ラダー抵抗自身に、γ特性を持った非
線形Ａ−Ｄ変換器であり、これによって標本化されたア
ナログ信号は、ダイナミックレンジが圧縮された状態て
、ディジタルデータに変換される。この時、アナログ値
自身を、非線形に変換するために、ここでのスペクトラ
ムは、第２図の■のごとく、高調波の折り返し歪が発生
する。第１図の３は、逆γ変換器であり、ここで、Ａ−
Ｄ変換後のディジタルデータは、直線特性を持つディジ
タル値に戻され、ここでのスペクトラムは、再び、第２
図の■のように、高周波の折り返し歪が除去される。
こには、第２図の＠に示すように、帯域制限されたアナ
ログ信号が入る。第２図の■は、サンプリングホールト
により離散化された信号のスペクトラムを表わしている
。第１図の２は、ラダー抵抗自身に、γ特性を持った非
線形Ａ−Ｄ変換器であり、これによって標本化されたア
ナログ信号は、ダイナミックレンジが圧縮された状態て
、ディジタルデータに変換される。この時、アナログ値
自身を、非線形に変換するために、ここでのスペクトラ
ムは、第２図の■のごとく、高調波の折り返し歪が発生
する。第１図の３は、逆γ変換器であり、ここで、Ａ−
Ｄ変換後のディジタルデータは、直線特性を持つディジ
タル値に戻され、ここでのスペクトラムは、再び、第２
図の■のように、高周波の折り返し歪が除去される。
第１図の、４は、オーバサンプリング変換器であり、こ
こで、ディジタルデータはｎ倍（第２図は４倍）のサン
プリングレートに変換され、そのスペクトラムは、第２
図の■のようになる。第１図の５は、内挿補間フィルタ
であり、ここでは、例なるディジタルフィルタて、直線
補間され、サンブリンク周波数のｎ倍変換が完了する。
こで、ディジタルデータはｎ倍（第２図は４倍）のサン
プリングレートに変換され、そのスペクトラムは、第２
図の■のようになる。第１図の５は、内挿補間フィルタ
であり、ここでは、例なるディジタルフィルタて、直線
補間され、サンブリンク周波数のｎ倍変換が完了する。
その結果スペクトラムは、第２図の■のようになる。第
１図の６は、γ変換器（非線形変換手段）であり、ここ
で、オーバーサンプリングされたディジタル信号がγ変
換をうけ、スペクトラムは第２図の■のようになる。第
１図の７は、この高調波成分をおとすためのディジタル
フィルタであり、ここで、帯域制限をうけた後、スペク
トラムは、再び、第２図の■のようになり、その後、第
１図の８のデシメータで−に間引かれ、その後、スペク
トルは、第２図■のようになり、以下、第１図の９で、
さまざまなディジタル信号処理をうけた後、第１図の１
０のリニヤ特性のＤ−Ａ（ディジタル−アナログ）変換
器を通して、γ補正や所要の処理をうけたアナログ信号
が出力される。
１図の６は、γ変換器（非線形変換手段）であり、ここ
で、オーバーサンプリングされたディジタル信号がγ変
換をうけ、スペクトラムは第２図の■のようになる。第
１図の７は、この高調波成分をおとすためのディジタル
フィルタであり、ここで、帯域制限をうけた後、スペク
トラムは、再び、第２図の■のようになり、その後、第
１図の８のデシメータで−に間引かれ、その後、スペク
トルは、第２図■のようになり、以下、第１図の９で、
さまざまなディジタル信号処理をうけた後、第１図の１
０のリニヤ特性のＤ−Ａ（ディジタル−アナログ）変換
器を通して、γ補正や所要の処理をうけたアナログ信号
が出力される。
第３図は、本発明の第２実施例である“非線形ディジタ
ル信号処理装置”のブロック図である。
ル信号処理装置”のブロック図である。
第１実施例において、サンプルボールド、非線形Ａ−Ｄ
変換器及びＤ−Ａ変換器のサンプリングレートを、標本
化定理とブリフィルタの特性を満足するレベルに引き下
げることができ、かつ、Ａ−Ｄ変換器のダイナミックレ
ンジを圧縮することのできる手法を示したが、第１図を
見てわかるように、大幅な、ディジタル信号処理系が必
要となり、特にγ″１変換か構成上負担になる。
変換器及びＤ−Ａ変換器のサンプリングレートを、標本
化定理とブリフィルタの特性を満足するレベルに引き下
げることができ、かつ、Ａ−Ｄ変換器のダイナミックレ
ンジを圧縮することのできる手法を示したが、第１図を
見てわかるように、大幅な、ディジタル信号処理系が必
要となり、特にγ″１変換か構成上負担になる。
第２実施例は、オーバサンプリング変換部において、内
挿補間フィルタに直線内挿フィルタを用゛い、かつγ補
正をに点の折れ線近似で実現する簡易なディジタル信号
処理系である。第３図に、そのブロック図を示し、以下
、第４図、第５図を用いて、その説明を行う。第３図の
１０１はサンプルホールド回路であり、ここでの信号は
、リニヤな状態で離散化され、第４図の■のような離散
データとして表わせる。第３図の１０２は、γ特性を持
った非線形Ａ−Ｄ変換器であり、ここで、信号は第４図
の■のごとくγ処理をうけた信号となる。第３図の１０
３は、本実施例の特徴である非線形内挿補間器であり、
時間的に隣接する２つのデータより補間データγＸ′を
形成する。
挿補間フィルタに直線内挿フィルタを用゛い、かつγ補
正をに点の折れ線近似で実現する簡易なディジタル信号
処理系である。第３図に、そのブロック図を示し、以下
、第４図、第５図を用いて、その説明を行う。第３図の
１０１はサンプルホールド回路であり、ここでの信号は
、リニヤな状態で離散化され、第４図の■のような離散
データとして表わせる。第３図の１０２は、γ特性を持
った非線形Ａ−Ｄ変換器であり、ここで、信号は第４図
の■のごとくγ処理をうけた信号となる。第３図の１０
３は、本実施例の特徴である非線形内挿補間器であり、
時間的に隣接する２つのデータより補間データγＸ′を
形成する。
以下、この非線系内挿補間器１０３の働きについて説明
する。通常、γ変換の内挿補間データを求める場合には
、次の処理が必要である。つまり、時間的に隣接する２
つのデータγａ、γｂを逆γ変換してａ、ｂ値をだし、
これよりａ＋ｂ／２を算出する。つきに、これを再びγ
変換し、補間データγａ′を得る。しかし、この作業を
する場合、γ変換と逆γ変換の２つのテーブルが必要と
なり、かつ大きなメモリ容量が必要となる。
する。通常、γ変換の内挿補間データを求める場合には
、次の処理が必要である。つまり、時間的に隣接する２
つのデータγａ、γｂを逆γ変換してａ、ｂ値をだし、
これよりａ＋ｂ／２を算出する。つきに、これを再びγ
変換し、補間データγａ′を得る。しかし、この作業を
する場合、γ変換と逆γ変換の２つのテーブルが必要と
なり、かつ大きなメモリ容量が必要となる。
第３図の非線形内挿補間器１０３では、この２つのテー
ブルのメモリ容量を大きく削減する。
ブルのメモリ容量を大きく削減する。
すなわち、第５図に示すγ特性図において、時間的に隣
接する２つのデータγａとγｂよりγａを算出し、この
γａ″と、γａ、γｂの属すレベルに応じた補正値αを
足しあわせ、補間データγａ′を算出する。γ特性は、
直線の折れ線近似が使われるため、γａ、γｂのレベル
によるゾ−ン分けは、たとえば、第５図のように、３直
線折れ線近似では、３つでよ＜ （ｉｔ 、ｘ□）。
接する２つのデータγａとγｂよりγａを算出し、この
γａ″と、γａ、γｂの属すレベルに応じた補正値αを
足しあわせ、補間データγａ′を算出する。γ特性は、
直線の折れ線近似が使われるため、γａ、γｂのレベル
によるゾ−ン分けは、たとえば、第５図のように、３直
線折れ線近似では、３つでよ＜ （ｉｔ 、ｘ□）。
（Ｊ’＋ 、ｌｌ３）、（Ｊ！２． ｆｔ３ ）である
。
。
また、γ特性の性質上、近接するライン間はど、補正デ
ータは小さくなり、また、各ゾーンの変動範囲も限定さ
れるため、さほど、補正用データＲＯＭが大きくならな
い。
ータは小さくなり、また、各ゾーンの変動範囲も限定さ
れるため、さほど、補正用データＲＯＭが大きくならな
い。
即ち、第３図の非線形内挿補間器１０３において、レジ
スタＲ，，Ｒ２にγａ、γｂを入れ、直線内挿フィルタ
１０３で第１のデータγａ″を算出し、一方、γａ、γ
ｂのゾーンに応した第２のデータαをＲＯＭ１０３ｂか
ら読み比し、第１のデータγａ″と第２のデータαの和
である補間データγａ′をレジスタＲ３に入れる。
スタＲ，，Ｒ２にγａ、γｂを入れ、直線内挿フィルタ
１０３で第１のデータγａ″を算出し、一方、γａ、γ
ｂのゾーンに応した第２のデータαをＲＯＭ１０３ｂか
ら読み比し、第１のデータγａ″と第２のデータαの和
である補間データγａ′をレジスタＲ３に入れる。
１０４は３次のＦ Ｉ Ｒ（ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌ
ｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅ）ディジタルフィルタで、その各
タップ■、Ｏ１■に、前記レジスタＲ＋ 、Ｒ３、Ｒ２
の出力、γａ、γａ′、γｂをタイミンクｔ、で入力す
る。つぎに各タップ■１◎、■に、γｂ。
ｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅ）ディジタルフィルタで、その各
タップ■、Ｏ１■に、前記レジスタＲ＋ 、Ｒ３、Ｒ２
の出力、γａ、γａ′、γｂをタイミンクｔ、で入力す
る。つぎに各タップ■１◎、■に、γｂ。
γｂ′、γＣをタイミングｔ２で人力し、つぎのタイミ
ングて各タップ■、０．■にγＣ１γＣ１γｄを入力す
るというように、各タイミングで入力信号を一つとばし
た状態で各タップに入力することにより、デシメーショ
ンをかけることができる。
ングて各タップ■、０．■にγＣ１γＣ１γｄを入力す
るというように、各タイミングで入力信号を一つとばし
た状態で各タップに入力することにより、デシメーショ
ンをかけることができる。
また、非線形Ａ−Ｄ変換器１０２によるγ変換の際の高
調波は非線形内挿補間器１０３の操作て除去される。
調波は非線形内挿補間器１０３の操作て除去される。
続く、ＦＩＲディジタルフィルタ１０４で、帯域制限さ
れ、高調波成分か除去される。
れ、高調波成分か除去される。
つぎに、ディジタル信号処理回路１０５で所要の信号処
理が行われ、リニヤ特性のＤ−Ａ変換器１０６によりア
ナログ信号に変換され、γ補正や所要の処理を受けたア
ナログ信号か得られる。
理が行われ、リニヤ特性のＤ−Ａ変換器１０６によりア
ナログ信号に変換され、γ補正や所要の処理を受けたア
ナログ信号か得られる。
なお、本実施例では、２倍のオーバサンプリングを行っ
ているが、ｎ倍のオーバサンプリングでも実施できるこ
とはもちろんである。
ているが、ｎ倍のオーバサンプリングでも実施できるこ
とはもちろんである。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、Ａ−Ｄ変換器の
ダイナミックレンジを引き下げることができ、かつＡ−
Ｄ変換、Ｄ−Ａ変換及びディジタル信号系のサンプリン
グレートを、標本化定理とブリフィルタの特性の満足す
るレヘルまで低下させることかできるので、消費電力や
コストを低減できる。請求項２の発明によれば、更にデ
ィジタル信号系に、非線形内挿補間器をもうけることで
、ディジタル信号処理系の規模をあまり増加させないた
め、装置を小型化できる。
ダイナミックレンジを引き下げることができ、かつＡ−
Ｄ変換、Ｄ−Ａ変換及びディジタル信号系のサンプリン
グレートを、標本化定理とブリフィルタの特性の満足す
るレヘルまで低下させることかできるので、消費電力や
コストを低減できる。請求項２の発明によれば、更にデ
ィジタル信号系に、非線形内挿補間器をもうけることで
、ディジタル信号処理系の規模をあまり増加させないた
め、装置を小型化できる。
第１図は本発明の第１実施例のブロック図、第２図は同
実施例の各部波形図、第３図は本発明の第２実施例のブ
ロック図、第４図は同実施例の動作説明図、第５図は同
実施例で用いる非線形内挿補間器の動作説明図である。 ３−・−逆γ変換器 ４・・・−・オーバサンプリング変換器６−−−γ変換
器 ７・・・・−・ディジタルフィルタ ８・・・・・・デシメータ １０２−−−−一非線形Ａ−Ｄ変換器 ０３・・・・・・非線形内挿補間器
実施例の各部波形図、第３図は本発明の第２実施例のブ
ロック図、第４図は同実施例の動作説明図、第５図は同
実施例で用いる非線形内挿補間器の動作説明図である。 ３−・−逆γ変換器 ４・・・−・オーバサンプリング変換器６−−−γ変換
器 ７・・・・−・ディジタルフィルタ ８・・・・・・デシメータ １０２−−−−一非線形Ａ−Ｄ変換器 ０３・・・・・・非線形内挿補間器
Claims (2)
- （１）アナログ入力を非線形ディジタル信号に変換する
非線形Ａ−Ｄ変換手段と、該非線形Ａ−Ｄ変換手段の出
力について前記非線形とは逆特性の非線形変換を行う逆
非線形変換手段と、該逆非線形変換手段の出力サンプリ
ングレートを増大するサンプリングレート増大手段と、
該サンプリングレート増大手段の出力について非線形変
換を行う非線形変換手段と、該非線形変換手段の出力の
帯域制限を行う帯域制限手段と、該帯域制限手段の出力
のサンプリングレートを低減するサンプリングレート低
減手段とを備えたことを特徴とする非線形ディジタル信
号処理装置。 - （２）つぎのａ、ｂ、ｃの構成要素を備えたことを特徴
とする非線形ディジタル信号処理装置。 ａ、アナログ入力を非線形ディジタル信号に変換する非
線形Ａ−Ｄ変換手段。 ｂ、前記非線形Ａ−Ｄ変換手段の出力を受け、該出力に
おける時間的に隣接する２つのデータから直線内挿補間
により第１のデータを求め、一方、前記隣接する２つの
データが夫々非線形特性を近似する折れ線のどのゾーン
に属するかにより第２のデータを求め、第１のデータと
第２のデータの和より非線形の補間データを形成する非
線形内挿補間手段。 ｃ、前記非線形内装補間手段の出力を受け、帯域制限と
サンプリングレートの低減を行う手段。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26318490A JPH04140980A (ja) | 1990-10-02 | 1990-10-02 | 非線形ディジタル信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26318490A JPH04140980A (ja) | 1990-10-02 | 1990-10-02 | 非線形ディジタル信号処理装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04140980A true JPH04140980A (ja) | 1992-05-14 |
Family
ID=17385939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26318490A Pending JPH04140980A (ja) | 1990-10-02 | 1990-10-02 | 非線形ディジタル信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04140980A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006173971A (ja) * | 2004-12-15 | 2006-06-29 | Kawasaki Microelectronics Kk | データ変換回路 |
| US7477303B2 (en) | 1995-07-31 | 2009-01-13 | Sony Corporation | Anti-aliasing video camera processing apparatus and method |
-
1990
- 1990-10-02 JP JP26318490A patent/JPH04140980A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7477303B2 (en) | 1995-07-31 | 2009-01-13 | Sony Corporation | Anti-aliasing video camera processing apparatus and method |
| JP2006173971A (ja) * | 2004-12-15 | 2006-06-29 | Kawasaki Microelectronics Kk | データ変換回路 |
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