JPH04150520A - インピーダンス二値化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インピーダンス二値化回路に関する。

本発明のインピーダンス二値化回路はたとえば、レベル
センサ、タッチセンサ、断線センサなどのアナログ信号
電圧を二値化するのに用いることができる。

［従来の技術］ 従来のインピーダンス二値化回路は、一般にオペアンプ
を用い、その参照電圧入力端に一定の参照電圧を印加し
、その信号電圧入力端に信号電圧を入れて二値化してい
る。したがって、インピダンス変化は信号電圧変化に変
換した後、このインピーダンス二値化回路により二値化
される例えば、従来のレベルセンサにより液位を検出す
る場合、一対の電極棒間の抵抗（インピーダンス）を電
圧変換し、この電圧値（アナログ信号電圧）を１個のコ
ンパレータで一定の参照電圧と比較して、二値化してい
る。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら上記した従来のインピーダンス二値化回路
では、たとえば液面が電極棒の下端すれすれの状態でお
る場合などにおいて、液面が波動したりして出力がふら
ついたり誤動作する場合がおる。

特に、この問題は検出感度を向上すればするほど、頻繁
に発生する。

本発明は、このような問題に鑑みなされたものでおり、
検出感度を低下することなく、信号電圧及び参照電圧の
レベルを連動して変更して、被測定インピーダンス低下
を検出後に検出感度を選択的に低下することが可能なイ
ンピーダンス二値化回路を提供することをその目的とし
ている。

［課題を解決するための手段］ 本発明のインピーダンス二値化回路は、二値化すべきイ
ンピーダンスに対応する信号電圧と所定の第１参照電圧
とを比較して増幅する比較増幅部と、 自己の入力端の電位の変化に追従して該入力端電位変化
と同相の電位変化を前記比較増幅部の信号電圧入力端及
び参照電圧入力端に与える入力電圧推移部と、 前記比較増幅部の出力低下時にだけ前記比較増幅部の出
力電圧を前記入力電圧推移部の前記入力端に帰還する帰
還部とを備えることを特徴としている。

［作用及び発明の効果１ 信号電圧変化により比較増幅部の出力電圧がローレベル
に反転し、比較増幅部の出力電圧がローレベルになった
ときだけ、帰還部は比較増幅部の出力電圧（ローレベル
）を入力電圧推移部を介して比較増幅部の両入力端に帰
還する。

その結果、比較増幅部の両入力端は連動して、被検出イ
ンピーダンスが高い場合にハイレベルとなり、被検出イ
ンピーダンスが低い場合にローレベルとなる。

したがって本発明によれば、被検出インピーダンスＺＸ
が高い場合に高い電圧ｖｉを被測定インピーダンスＺＸ
に印加して大きな信号電流（Ｉｂ＝Ｖｉ／ＺＸ）を得、
それにより僅かの被検出インピーダンスＺＸの変化でも
大きな信号電圧変化を得るようにしているので、高い検
出感度を得ることができる。

そして、被検出インピーダンスＺＸが低くなり比較増幅
部の出力が反転した後は、比較増幅部の両入力端に印加
する電圧すなわち信号電圧Ｖ１及び参照電圧Ｖｒ’ｌの
両方をローレベルとし、これにより被検出インピーダン
スＺＸが反転した侵は、低い電圧ｖｉを被測定インピー
ダンスＺＸに印加して小さい信号電流（Ｉｂ＝Ｖｉ／Ｚ
ｘ）とし、それにより被検出インピーダンスＺＸが多少
変化しても信号電圧Ｚｉがあまり変化しないようにする
ことができる。

したがって、本発明によれば、検出感度を犠牲にするこ
となく、ハンチングのような出力変動が少ないインピー
ダンス二値化回路を作製することができる。

［実施例］ （第１実施例） 本発明のインピーダンス二値化回路の一実施例を、図面
により説明する。

このインピーダンス二値化回路は、水（導電性液体〉の
高低レベル検出回路に応用され、被測定櫓１００に設け
られた一対の電極棒２００．３００の一方は接地され、
他方は第１比較増幅部１の信号入力＠（同相入力端）で
ある十入力端に接続される。

このインピーダンス二値化回路は、電極棒２００から入
力する信号電圧Ｖｉと第１参照電圧ｖｒ１とを比較し増
幅する第１比較増幅部１と、自己の入力端の電位変化に
追従する電位変化を第１比較増幅部１の両入力端に加え
る入力電圧推移部５と、第１比較増幅部１の出力電圧の
ハイレベルからローレベルへの変化に追従する推移電圧
を入力電圧推移部５の入力端にフィードバックする帰還
部４とを備えている。

まず、第１入力端子推移部５について説明する。

エミッタ抵抗ｒ１、ＰＮＰトランジスタＴ１、コレクタ
抵抗ｒ６からなる回路が設けられており、そのエミッタ
は分圧抵抗ｒ２、ｒ３を通じて第１比較増幅部１の十入
力端に接続され、そのベース゛は直接にその一入力端に
接続される。また、べ−スは抵抗ｒ４を介して抵抗ｒ２
、ｒ３の接続節点Ｐに接続される。帰還部４の出力端は
、トランジスタＴ１のコレクタに接続されるとともに、
抵抗ｒ５を介して第１比較増幅部１の一入力端に接続さ
れる。

次に、第１比較増幅部１について説明する。

第１比較増幅部１は通常のオペアンプからなり、抵抗Ｒ
ｔは第１比較増幅部１の負荷抵抗である。

帰還部４は、ダイオードＤ１と抵抗ｒ７の直列接続・回
路からなり、ダイオードＤ１のカソードは第１比較増幅
部１の出力節点ｍに接続されている。

以下、この装置の動作を第２図を参照して説明する。

時点ｔ１において、両電極棒２００．３００は水に浸漬
されておらず、画電極棒間の抵抗ＲＸは極めて大きいと
する。この状態では、抵抗ｒ１、ｒ２、ｒ４、ｒ５、ｒ
６にだけ電流が流れ、Ｐ点の電圧はＶ＋にほぼ等しい。

ここでは、説明を簡単とするためにｒ２＝ｒ４〈もちろ
ん、他の設定も可能である）とする。

本実施例では、各抵抗値を設定して、エミッタ電圧■ｅ
＝１４．６Ｖ、Ｐ点電圧Ｖｐ＝１４．３Ｖ、ベース電圧
＝参照電圧Ｖｒ１＝１４．ＯＶとなるようにする。トラ
ンジスタＴ１のエミッタ／ベース間の順バイアス電圧は
０．６Ｖであり、エミッタにはエミッタ電流がコレクタ
にはコレクタ電流が流れている。すなわち、ｒ２、ｒ４
にはそれぞれ０．３Ｖがかかり、Ｖｉ−Ｖｒ１＝０．３
Ｖとなり、信号電圧Ｖｉ＝１４．３Ｖ、第１比較増幅部
１の出力電圧ｖｍはハイレベル（ここでは、２０Ｖ）に
なり、ダイオードＤ１はカットオフする。

次に、時点ｔ２において、両電極棒２００．３００間は
水に浸漬され、抵抗ＲＸがある一定値に減少した瞬間を
説明する。

この状態において、入力電圧推移部５は大きな信号１１
圧Ｖ　ｉ　（１４、３Ｖ　）　ヲ両’Ｒ極棒２００．３
００間に印加しており、大きな信号電流Ｉｂ（＝Ｖｐ／
Ｒｘ）が流れ、そのために抵抗ｒ２、ｒ４よりも相対的
に高抵抗である抵抗ｒ３の電圧降下ΔＶ＝　Ｉ　ｂｘ　
ｒ　３は大きな値となる。

その結果、第１比較増幅部１の十入力端に加わる信号電
圧ｖｉは、大体Δ■だけ低下する。

同時に、この実施例では抵抗ｒ２から抵抗ｒ４に流れて
いた電流が抵抗ｒ３に吸収されるために、その分、抵抗
ｒ４の電圧降下が減り、その結果として第１比較増幅部
１の一入力端の参照電圧Ｖｒ１が上昇する。このｖｉ低
下時におけるＶｒｌの上昇は、第１比較増幅部１の出力
反転を急激化し、この切替を素早し、切替わりの瞬間に
おける出力ハンチングを防止する。

更に、Ｖｉ＜ｖｒｌとなると、第１比較増幅部１の出力
電圧Ｖｍはローレベルとなり、その結果、Ｄｌが導通し
、Ｖｃは大幅に低下する（正確には、Ｄｌの導通電流を
Ｉｄとすれば、ＶＣ＝Ｖｍ＋Ｉｄｘｒ７＋ｏ、６Ｖ　（
ダイオードの電圧降下）となる。このＶｃの低下により
Ｖｒｌが低下するが、Ｖｒｌに連動してＶｉも低下する
。

次に、時点ｔ４において、再び両電極棒２００．３００
より水位が低下した瞬間を説明する。

抵抗ＲＸの急増により信号電流Ｉｂ（＝Ｖｐ／Ｒｘ）が
減少し、そのために信号電圧Ｖｉ＝ｖｐ−Ｊｂｘｒ３が
増加する。また、信号電流１ｂの減少により、抵抗ｒ４
を流れる電流が増加し、そのために第１比較増幅部１の
一入力端の参照電圧Ｖｒ１が低下する。

これらの結果、短時間でｖｉがＶｒｌより大きくなり、
第１比較増幅部１の出力電圧Ｖｍはハイレベルになる。

ｖｍがハイレベルとなると、ダイオードＤ１がカットオ
フし、このカットオフによりトランジスタＴ１及び抵抗
ｒ５から抵抗ｒ６からの電流は抵抗ｒ７を通じて吸収さ
れずに、全て抵抗ｒ６に流れ、その結果、コレクタ電位
、ベース電位が上昇する。

この上昇により、第１比較増幅部１の入出力状態は時点
ｔ１の状態に復帰する。

このように本実施例では、電極棒２００．３００間が遮
断されている場合に電極間に高い信号電圧ｖｉを印加し
、電極棒２００．３００間が導通する時に信号電圧■ｉ
を低下させているので、次の効果を奏することができる
。

すなわち、遮断から導通に変化する瞬間に、電極棒２０
０に大電圧か印加されているので大きな信号電流Ｉｂが
流れ、その結果、信号電圧Ｖ１の変化分Ｉｂｘｒ３が大
きくなり、検出感度が高くなる。

そして、いったん導通が完全になされ、第１比較増幅部
１が反転した後は、電極棒２００に小電圧が印加されて
いるので小信号電流Ｉｂが流れ、その結果、信号型Ｆ：
ｉＶ＋の変化分■ｂＸｒ３が小さくなり、検出感度が抑
制され、外部ノイズにより第１比較増幅部１が反転（ハ
ンチング）しにくくなっている。

また、この実施例では、常に第１比較増幅部１の入力電
圧差を例えば０．６Ｖ　（トランジスタの順方向エミッ
タ／ベース電圧）以下に維持できるので、すなわち、感
度調節のための信号電圧Ｖの上記レベル変化に合わせて
参照電圧Ｖｒ１の電位変化を連動させているので、第１
比較増幅部１の論理反転が素早いという効果も奏するこ
とができる。

ちなみに上記実施例において例えば、ｒｌは３゜３ｋｔ
−ム、ｒ２は１にオーム、ｒ３は１に〜１Ｍオーム、ｒ
４は３３〜１に〜オーム、ｒ５は１Ｌｔ−ム、ｒ６は６
．８にオーム、ｒｌは６．８にオームとすることができ
る。

第５図はトランジスタＴ１を集積化が容易なＮＰＮトラ
ンジスタとした変形態様を示すが、動作は同様である。

（第２実施例） 本発明の他の実施例を第３図により説明する。

このインピーダンス二値化回路は、油（絶縁性液体）の
高低レベル検出回路に応用されている。

このインピーダンス二値化回路は、電極棒２００に所定
の周波数及び所定の振幅の矩形波電圧を印加する矩形波
発振回路６と、第１比較増幅部１と、入力電圧推移部５
と、第１比較増幅部１の出力電圧を検波する検波部２と
、検波部２から出力される検波電圧からキャリヤ周波数
をカットする低域フィルタ部３と、検波部２から出力さ
れる検波電圧を帰還する帰還部４とを備えている。

この実施例は、一対の電極棒２００．３００間に交流電
圧を印加して、両電極間の交流インピーダンスの変化を
二値化するもので、矩形波発振回路６、検波部２、低域
フィルタ部３とを実施例１に付加した点に特徴がある。

ここで、矩形波発振回路６の回路及び内部動作について
は、本発明の要部ではないので説明を省略する。

検波部２は、−個のダイオードで構成されている。

低域フィルタ部３は、その入力端とＶＣＣを接続するコ
ンデンサＣと、その入出力端を接続する抵抗ｒ９と、そ
の出力端とＶｃｃを接続する抵抗ｒ１０とからなる。

以下、この回路の動作を第３図を参照して説明する。

時点ｔ１において、両電極棒２００．３００は油に浸漬
されておらず、画電極棒間のインピーダンスＺＸは極め
て大きいとする。この状態では、抵抗ｒ１、ｒ２、ｒ４
、ｒ５、ｒ６にだけ電流が流れ、Ｐ点の電圧はＶｉにほ
ぼ等しい。

したがって、この状態は実施例１０時点１の状態と全く
同じである。

すなわち、信号電圧Ｖｉ＝１４．３Ｖ、第１比較増幅部
１の出力電圧Ｖｍはハイレベル（ここでは、２０Ｖ）に
なり、ダイオードＤ２はカットオフする。

この時、低域フィルタ部３内部の節点Ｚは抵抗ｒ９、ｒ
ｌｏを通じて充電され、出力電圧ｖｎはハイレベルにな
る。

次に、時点ｔ２において、両電極棒２００．３００間は
油に浸漬され、交流インピーダンスＺＸ−１／ｊωＣが
ある一定値に減少した瞬間を説明する。

この状態において、矩形波発振回路６の交流出力電圧は
ＺＸ及び入力電圧推移部５に９斤され、第１比較増幅部
１の十入力端には交流電圧成分が乗る。すると、交流電
圧の負の半サイクルにおいて十入力端に印加される信号
電圧■ｉが低下し、実施例１と同じ理由で第１比較増幅
部１の出力電圧ｖｍはローレベルになる。一方、交流電
圧の正の半サイクルにおいて＋入力端に印加される信号
電圧Ｖｉが上昇し、実施例１と同じ理由で第１比較増幅
部１の出力電圧ｙｍはハイレベルになる。

結局、第１比較増幅部１の出力電圧は、両電極棒２００
．３００が油に浸漬されると、第４図に示すように大振
幅の交流電圧となる。

この場合でも、Ｖｍがローレベルになれば、ダイオード
Ｄ２が導通して、コンデンサＣを放電させるとともに、
帰還部４、入力電圧推移部５を通じてＶｉ、■ｒｉをロ
ーレベルに引下げ、実施例１と同様の効果がある。

時点ｔ３において、第１比較増幅部１の出力電圧ｖｍは
検波回路２により検波され、コンデンサＣはＶｍがロー
レベルの場合にダイオードＤ１を通じて放電、ｖｍがハ
イレベルの場合に抵抗ｒ９、ｒｌｏを通じて充電され、
キャリア信号（５ｋＨ２）をカットし、二値出力電圧ｖ
ｎとなる。

なお、入力電圧推移部５において、ブリーダ抵抗ｒ８を
トランジスタＴ１のエミッタ／ベース間に接続してもよ
い。このようにすれば、Ｉｂが増加し、Ｖｉが低下した
場合において、抵抗ｒ２を流れる電流の増大によりＶｂ
ｅが増加してもエミッタ抵抗ｒ１を流れる電流の変化率
すなわちエミッタ電位の変化率を減少するという効果を
奏することができる。

以上、本実施例の交流インピーダンス二値化回路は交流
インピーダンス変化の二値化に用いることができる。

ちなみに上記実施例において例えば、ｒｌは３゜３ｋｔ
−ム、ｒ２は１にオーム、ｒ３は４．７に〜１００にオ
ーム、ｒ４は３３〜１に〜オーム、ｒ５は１に〜ＩＭオ
ーム、ｒ６は６．８にオーム、ｒｌは６．８にオーム、
ｒ８は１．５にオーム、ｒ９は２．２にオーム、ｒｌｏ
は１０にオームとすることができる。

第３図ではトランジスタＴ１はＰＮＰ型式であるが、第
５図の回路を用いればＮＰＮ化することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す等価回路図、第２図は
その信号波形図、第３図は本発明の他の実施例を示す等
価回路図、第４図は第３図の回路の信号波形図、第５図
は第１図の変形態様を示す等価回路図である。 １・・・比較増幅部 ５・・・入力電圧推移部 ４・・・帰還部

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）二値化すべきインピーダンスに対応する信号電圧
   と所定の第１参照電圧とを比較して増幅する比較増幅部
   と、 自己の入力端の電位の変化に追従して該入力端電位変化
   と同相の電位変化を前記比較増幅部の信号電圧入力端及
   び参照電圧入力端に与える入力電圧推移部と、 前記比較増幅部の出力低下時にだけ前記比較増幅部の出
   力電圧を前記入力電圧推移部の前記入力端に帰還する帰
   還部と、 を備えることを特徴とするインピーダンス二値化回路。
2. （２）請求項１記載のインピーダンス二値化回路を有す
   る液位検出回路。