JPH04154093A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直流−直流コンバータを使用した放電灯点灯
装置に関する。

［従来の技術］ 従来、放電灯点灯装置としては第６図に示すものが知ら
れている。

すなわち、半波形電圧共振回路を応用した自動式のイン
バータを使用した放電灯点灯装置で、交流電源１に全波
整流ダイオードブリッジ回路２を介して平滑コンデンサ
３を接続し直流電源を形成し、この直流電源の出力端子
間にコンデンサ４とトランス５の１次巻線５、とを並列
に接続した共振回路を介してスイッチングトランジスタ
６を接続し、そのトランジスタ６にダイオード７をトラ
ンジスタ６とは逆極性にして並列に接続している前記ト
ランス５の２次巻線５２にコンデンサ８並びにカレント
トランス９の１次巻線９１を直列に介して放電灯１０の
各フィラメント電極１０ａ１０ｂの一端を接続している
。前記放電灯１０の各フィラメント電極１０ａ、１０ｂ
の他端間には予熱用コンデンサ１ユが接続されている。

前記カレントトランス９の２次巻線９２はその一端をコ
ンデンサ１２を介して直流電源の負極端子に接続し、そ
の他端をスイッチングトランジスタ６のベースに接続す
るとともにダイオードユ３のカソードに接続している。

ダイオード１３のアノードは直流電源の負極端子に接続
されている。

スイッチングトランジスタ６のベースはまた起動抵抗１
４を介して直流電源の正極端子に接続されている。

この装置は直流電源が投入されると起動抵抗１４、カレ
ントトランス９の２次巻線９゜を介してコンデンサ１２
に電流が流れコンデンサ１２に電荷が蓄積される。これ
によりスイッチングトランジスタ６のベース電位が上昇
しある時点てトランジスタ６かオン動作する。

トランジスタ６かオンするとトランス５の１次巻線５．
を介して電流か流れる。このときエネルギーの一部はト
ランス５の２次巻線５２に伝達されコンデンサ８、放電
灯１０のフィラメント電極１０ａ、１０ｂ、予熱用コン
デンサ１１及びカレントトランス９の１次巻線９□を介
して電流か流れる。

こうして放電灯１０のフィラメント電極１０ａ１０ｂが
予熱され、またカレントトランス９の２次巻線９２には
トランジスタ６のベース電荷を弓抜く方向、すなわちベ
ース電流をカットする向きに電流が流れる。

これによりトランジスタ６はオフ状態に移行する。そし
てトランジスタ６がオフすると、トランス５の１次巻線
５、に流れていた電流は、コンデンサ４に電荷として蓄
えられ、これによりトランジスタ６の両端に共振電圧か
発生する。

やがて共振電圧がピークに達すると、今度はトランス５
の１次巻線５１に逆向きの電流か流れ始める。トランス
５の１次巻線５、に逆向きの電流か流れると、トランス
５の２次巻線５□、カレントトランス９の１次巻線９、
を介して流れる電流の向きも逆となり、その結果カレン
トトランス９の２次巻線９２を介して流れる電流の向き
が逆となる。この電流はトランジスタ６をオンさせる向
きとなる。そしてトランジスタ６がオンする時に共振電
圧がゼロとなり、ダイオード７に電流が流れている状態
となるように回路定数を設定する。

これによりトランジスタ６のコレクターエミッタ間に電
位が無いときにスイッチオンすることになりスイッチン
グロスの少ない回路となる。

そしてやがてトランス５の１次巻線５□に当初と同じ向
きに電流が流れ始め以降上記動作を繰り返すことになる
。

トランス５の１次巻線５、にこのような交流電流が流れ
ることで、トランス５の２次巻線５□にも交流電流が流
れる。この交流電流は放電灯１゜に印加され放電灯１０
は交流点灯するようになる。

またコンデンサ８により直流成分がカットされるのでラ
ンプ電流が偏ることはない。

［発明が解決しようとする課題］ このような従来装置では、交流電源電圧を全波整流し平
滑する必要があり、このため電源電流波形が正弦波状と
ならない。従って力率が悪く、かつ電源ノイズが多く発
生する問題があった。

またトランス５の２次側には高圧が発生するため、個々
の部品として耐圧の高いものが必要となり、このためコ
スト高となる問題があった。

さらに使用するトランス５としての体積、重量が大きく
なる問題があった。

そこで本発明は、力率を改善できると共に電源ノイズの
発生を極力防止でき、また使用する部品の耐圧を下げる
ことができて小型軽量化を図ることができる放電灯点灯
装置を提供しようとするものである。

また本発明は、コンバータとして安定した発振制御がで
きる放電灯点灯装置を提供しようとするものである。

さらに本発明は、電圧低下によってコンバータを構成す
る部品か破壊されるのを防止できる放電灯点灯装置を提
供しようとするものである。

［課題を解決するための手段］ 請求項（１）対応の発明は、１次側と２次側か電気的に
分離され、発振動作を行うコンバータ本体回路及びこの
本体回路を発振制御する発振制御回路からなる複数の直
流−直流コンバータの１次側と２次側をそれぞれ直列に
接続し、その１次側直列回路を交流を整流する電源又は
脈流電源に接続し、２次側直列回路を放電灯に接続した
ものである。

請求項（２）対応の発明は、請求項（１）記載の放電灯
点灯装置において、直流−直流コンバータに、発振制御
回路に定電圧を供給する定電圧回路を設けたものである
。

請求項（３）対応の発明は、請求項（１）又は（２）記
載の放電灯点灯装置において、直流−直流コンバータに
、コンバータ本体回路に供給される電圧を検出し、電圧
低下を検出したとき発振制御回路による発振制御を停止
させる電圧低下検出回路を設けたものである。

請求項（４）対応の発明は、請求項（１）又は（２）記
載の放電灯点灯装置において、直流−直流コンバータに
、コンバータ本体回路の共振電圧を検出し、その検出出
力を発振制御回路の入力部に供給する共振電圧検出回路
を設け、発振制御回路を、遅延回路、デニーティ調整す
る波形整形回路及びバッファ回路の直列回路で構成した
ものである。

［作用］ このような構成の本発明においては、交流を整流する電
源又は脈流電源を平滑すること無く直接、複数の直流−
直流コンバータに投入するので、入力電流波形を正弦波
に近い波形にできる。

また複数の直流−直流コンバータ全体で高い電圧を得る
ようにしているので、各コンバータ個々は耐圧の低い部
品で構成できる。

また発振制御回路が定電圧により安定して発振制御を行
う。

またコンバータ本体回路に供給される電圧が低下すると
、その電圧低下か検出されて発振制御回路による発振制
御が停止される。

さらにコンバータ本体回路に供給される電圧が低下し共
振電圧が低下すると、それによりコンバータの自励発振
が停止される。

［実施例〕 以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。

第１図において２１は交流電源２１で、この電源２１に
全波整流ダイオードブリッジ回路２２の交流入力端子を
接続している。

２３１．２３２，２３３．・・・２３．は直流−直流コ
ンバータで、この各直流−直流コンバータ２３１．２３
２，２３３．・・・２３゜の１次側入力端子を互いに直
列に接続し、その直列回路の一端、すなわち直流−直流
コンバータ２３．の入力端子の一端を前記全波整流ダイ
オードブリッジ回路２２の整流出力端子の正極側に接続
し、またその直列回路の他端、すなわち直流−直流コン
バータ２３、の入力端子の他端を前記全波整流ダイオー
ドブリッジ回路２２の整流出力端子の負極側に接続して
いる。

前記各直流−直流コンバータ２３＋　、２３２　。

２３３、・・・２３．の２次側出力端子を互いに直列に
接続し、その直列回路の両端間に放電灯２４を接続して
いる。

前記各直流−直流コンバータ２３１，２３２゜２３３、
・・・２３．、は、それぞれ１次側入力端子間に平滑コ
ンデンサ３１を接続し、その平滑コンデンサ３１の両端
間に定電圧回路３２、コンバータ本体回路３３を接続し
ている。

前記定電圧回路３２は、ダイオード３４と定電圧ダイオ
ード３５を直列に接続し、定電圧ダイオード３５に平滑
コンデンサ３６を並列に接続した構成になっている。

前記コンバータ本体回路３３は、半波型電圧共振回路か
らなり、前記平滑コンデンサ３１の両端間にコンデンサ
３７とトランス３８の１次巻線３８、とを並列に接続し
た共振回路を介してスイツチングトランジスタであるＭ
ＯＳ形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３９を接続し、
そのＦＥＴ３９にダイオード４０．４１の直列回路をＦ
ＥＴ３９とは逆極性にして並列に接続している。

そして前記トランス３８の２次巻線３８□に整流用ダイ
オード４２を介してコンデンサ４３を並列に接続してい
る。

前記定電圧回路３２の定電圧ダイオード３５の両端間に
は発振制御回路４４が接続されている。

前記発振制御回路４４は入力側から８力側に遅延回路４
５、デユーティ調整する波形整形回路４６及びバッファ
回路４７が直列に接続され、バッファ回路４７からの出
力を前記コンバータ本体回路３３のＦＥＴ３９のゲート
に供給するようになっている。なお、遅延回路４５及び
波形整形回路４６の接続順は逆であってもよい。

そして前記コンバータ本体回路３３のダイオード４０と
４１との接続点を抵抗４８を介して前記遅延回路４５の
入力端子に接続されている。

前記ダイオード４０．４１の直列回路及び抵抗４８は共
振電圧検出回路４９を構成している。

なお、共振電圧検出回路４９としては、ダイオード４０
．４１の直列回路に抵抗分圧回路やコンデンサ分圧回路
を並列に接続し、その分圧回路の分圧点を抵抗４８を介
して前記遅延回路４５の入力端子に接続してもよい。そ
してこの場合ダイオード４０．４１を１個にしてもよい
。

前記発振制御回路４４における遅延回路４５及び波形整
形回路４６は、具体的には第２図に示すように４個の２
人力形シュミットナントゲート５１．５２，５３．５４
と３個の抵抗素子５５゜５６．５７からなり、前記定電
圧ダイオード３５の両端間に抵抗５８を介してコンデン
サ５９を接続し、その抵抗５８とコンデンサ５９の接続
点を初段のナントゲート５１の一方の入力端子に接続し
、また前記定電圧ダイオード３５の正極端子を抵抗６０
を介して前記ナントゲート５１の他方の入力端子及び前
記共振電圧検出回路４９の抵抗４８の一端に接続してい
る。抵抗６０は自励発振を開始させるためのもので、最
初にハイレベル信号を前記ナントゲート５１の他方の入
力端子に供給するようになっている。

前記ナントゲート５１の出力端子を次段のナントゲート
５２の一方の入力端子に直接接続すると共に抵抗５５を
介して他方の入力端子に接続し、また前記ナントゲート
５２の出力端子を抵抗５６を共通に介して３段目のナン
トゲート５３の各入力端子に接続し、さらに前記ナント
ゲート５３の出力端子を抵抗５７を共通に介して最終段
のナントゲート５４の各入力端子に接続している。そし
て前記ナントゲート５４の出力端子を前記バッファ回路
４７の入力端子に接続している。

この回路においては、定電圧ダイオード３５の両端間に
電圧が発生すると、抵抗５８とコンデンサ５９のＣＲ時
定数回路によりナントゲート５１の一方の入力電圧は一
定時間が経過するまではそのナントゲート５１のスレッ
ショルドレベルに達しないのでローレベルと判断される
。これにより電源投入時の不安定な発振を避けることが
できる。

このような構成の本実施例においては、交流電源２１が
投入されると、各直流−直流コンバータ２３□〜２３ｆ
ｌの入力側直列回路には第３図の（ａ）に示すような全
波整流波形である脈流電圧か印加される。そして各直流
−直流コンバータ２３、〜２３．．の平滑コンデンサ３
１にはその脈流電圧が分圧されて印加される。この分圧
された脈流電圧は定電圧回路３２に印加される。

定電圧回路３２では分圧された脈流電圧のピーク電圧を
平滑コンデンサ３６に充電し、脈流電圧が降下してもダ
イオード３４によりピーク電圧を保持する。こうして定
電圧ダイオード３５の両端から安定した電圧を出力する
。すなわち定電圧回路３２からは第３図の（ｂ）に示す
定電圧波形が出力される。この定電圧波形は発振制御回
路４４に印加される。こうして発振制御回路４４は定電
圧回路３２からの定電圧により安定した発振動作を行う
ことができる。

また平滑コンデンサ３１に発生する電圧はコンバータ本
体回路３３に印加される。

こうしてコンバータ本体回路３３は発振動作を開始する
ようになる。

そしてコンバータ本体回路３３におけるＦＥＴ３９の両
端間に発生する共振電圧は第３図の（ｃ）に示すような
電源からの脈流電圧波形に応してレベルか変化する高周
波電圧となる。この共振電圧は共振電圧検出回路４９に
おいてダイオード４０゜４１によって半分に分圧されて
検出される。

ここでコンバータ本体回路３３に発生する共振電圧を個
々に見ていくと、第４図の（ａ）に示す共振電圧に対し
てＦＥＴ３９及びダイオード４０４１に流れる電流は第
４図の（ｂ）に示すようになる。

またＦＥＴ３９のゲートにバッファ回路４７から印加さ
れるスイッチ制御電圧は第４図の（Ｃ）に示すようにな
る。

共振電圧検出回路４９は共振電圧をあるスレッショルド
レベルＶＴ□、で比較して検出するためその検出回路４
９からの出力は第４図の（ｄ）に示すようにハイレベル
、ローレベルの２値に変換されたパルスとなる。

この共振電圧検出回路４９からの共振電圧検出出力は発
振制御回路４４における遅延回路４５に入力され所定の
遅延時間遅延される。しかして遅延回路４５からの出力
波形は第４図の（ｅ）に示すようになる。この遅延回路
４５からの出力はさらに波形整形回路４６にてオン、オ
フの比率であるデユーティ比か調整され、さらに波形整
形されて第４図の（ｆ）に示すような出力が制御信号と
してバッファ回路４７に供給される。

具体的にはナントゲート５１の他方の入力端子に入力さ
れる。そしてナントゲート５１はシュミットタイプなの
でコンパレータ的動作を行い一種の波形整形作用を為す
。ナントゲート５１の出力は次段のナントゲート５２に
対して一方は直接に、他方は抵抗５５を介して入力され
るので、この抵抗５５の有無により遅延時間差か生じ、
これによりデユーティ比を調整できる。

ナントゲート５２の出力は抵抗５６でさらに遅延されて
ナントゲート５３に供給され、このナントゲート５３の
出力は抵抗５７でさらに遅延されてナントゲート５４に
供給される。そしてナントゲート５４で最終的な波形整
形した後バッファ回路４７に供給される。

そしてバッファ回路４７からＦＥＴ３９のゲートに制御
信号が供給される。

各直流−直流コンバータ２３１〜２３．、として入力電
圧か１２ｖ１無負荷時の出力電圧か８０Ｖのものを使用
すると、このコンバータを１２個使用した場合の入力電
圧は１４４ｖ、無負荷時の出力電圧は９６０Ｖとなる。

これは交流電源２１として１００ｖを使用した場合、そ
のピーク電圧は１４１Ｖなので問題なく直流−直流コン
バータを動作させることができる。

そして各直流−直流コンバータ２３１〜２３゜の出力は
十分に高電圧となるので放電灯２４を点灯動作させるこ
とができる。

また各直流−直流コンバータ２３□〜２３゜の出力イン
ピーダンスを比較高くしておけばこれらを直列に接続し
た全体の出力インピーダンスはかなり高いものとなる。

従ってこの構成はパラストとして作用し放電灯２４を安
定して点灯させることができる。

また各直流−直流コンバータ２３１〜２３７は印加され
た入力電圧に応じた電力を供給できるものとすると、交
流電源２１における電流波形は正弦波状となり、しかも
電圧位相と同相となる。従って力率が改善され、また電
源ノイズの発生も極力防止できる。

また各直流−直流コンバータ２３．〜２３．はトランス
３８によって１次側と２次側が電気的に分離されている
ので、コンバータの共振周波数と放電灯２４の点灯周波
数は無関係となる。従ってコンバータの共振周波数とし
て非常に高い共振周波数を選ぶことかできる。これによ
りインダクタンスが小さく、すなわち体積が小さく軽量
のトランスを使用することが可能となる。

また各直流−直流コンバータ２３１〜２３．の平滑コン
デンサ３１としてその容量がコンバータの発振電流によ
る電圧変動を抑える程度の小さなものを使用する。そし
てコンバータは入力電圧の上昇に応じて圧力も上昇する
ので、入力電圧が高くなるとより多くの電力を消費する
ため平滑コンデンサ３１の両端電位をすみやかに下げる
方向に作用する。また入力電圧か低いときには放電灯２
４に供給する電力も少ないため平滑コンデンサ３１の両
端電位は下かりにくくなる。

従って各直流−直流コンバータ２３、〜２３□の特性の
ばらつきによって平滑コンデンサ３１の分圧比が変化し
ようとするか、電圧が高いと出力が大きく、電圧が低い
と出力が小さいという特性をもつため、分圧比の変動か
補正される。従って多少の部品のばらつきがあっても分
圧比を補正する作用があるため特定のコンバータに電圧
が集中することはなく、各コンバータを構成する部品は
分圧に相当する耐圧をもてば良い。従って部品の小型低
価格を図ることができる。

また各直流−直流コンバータ２３１〜２３．、において
平滑コンデンサ３１の両端間の電位差か小さくなると、
これに応じて共振電圧も小さくなる。

従って共振電圧の低下が大きいと共振ピーク電圧が共振
電圧検出回路４９のスレッンヨルドレベルＶ７Ｈを越え
なくなり、これにより共振電圧検出回路４９と発振制御
回路４４との自励発振ループが遮断されコンバータ本体
回路３３の発振動作が停止される。

発振か停止すると、このコンバータから出力される電力
が無くなるのでこれ以上の電圧低下は防止される。そし
てこのコンバータか停止している開催のコンバータが動
作しているので、やがて停止しているコンバータの平滑
コンデンサ３１の両端間の電位差が大きくなる。これに
よりコンバータ本体回路３３は再び発振動作を開始し放
電灯２４に電力を供給するようになる。

このように各直流−直流コンバータ２３１〜２Ｂ、は電
位か低下すると発振を停止するので、他のコンバータに
対して過大な電圧か印加されるのを防止できる。従って
何等かの原因でコンバータが不調になっても平滑コンデ
ンサ３１の分圧比は変動しないように保護できる。

次に本発明の他の実施例を図面を参照して説明する。な
お、前記実施例と同一の部分には同一の符号を付して詳
細な説明は省略する。

これは第５図に示すように各直流−直流コンバータ２３
□〜２３．に電圧低下検出回路６１を設けたものである
。すなわち電圧低下検出回路６１を平滑コンデンサ３１
に接続し、電圧低下検出出力を発振制御回路４４のスト
ップ（５ＴＯＰ）端子に供給している。なお、この回路
においては共振電圧検出回路４９は不要で、コンバータ
本体回路３３から発振制御回路４４には単にコンバータ
本体回路３３の発振状態を知らせる信号Ｓ　０ＬＩＴを
出力すればよい。

このものでは平滑コンデンサ３１の両端に発生する電位
差の低い状態が異常に長く続いた場合に、電圧低下検出
回路６１がそれを検出し発振制御回路４４の動作を停止
させる。なお、この場合停止せずに弱めるようにしても
よい。

これにより各直流−直流コンバータ２３□〜２３゜にお
いて平滑コンデンサ３１の両端間の電位差が小さくなる
と、電圧低下検出回路６１がそれを検出し発振制御回路
４４の動作を停止させる。

そして発振が停止すると、このコンバータから出力され
る電力か無くなるのでこれ以上の電圧低下は防止される
。そしてこのコンバータか停止している開催のコンバー
タか動作しているので、やがて停止しているコンバータ
の平滑コンデンサ３１の両端間の電位差か大きくなる。

これによりコンバータ本体回路３３は再び発振動作を開
始し放電灯２４に電力を供給するようになる。

このように各直流−直流コンバータ２３．〜２３、は電
位が低下すると発振を停止するので、他のコンバータに
対して過大な電圧が印加されるのを防止できる。従って
何等かの原因でコンバータが不調になっても平滑コンデ
ンサ３１の分圧比は変動しないように保護できる。

その他については本実施例においても前記実施例と同様
の効果が得られるのは勿論である。

なお、前記各実施例においては交流を全波整流した脈流
を各直流−直流コンバータに印加させるようにしたが必
ずしもこれに限定されるものではなく、脈流成分を含む
直流電源であればとのような電源であってもよい。

また前記実施例では発振制御回路における遅延回路４５
と波形整形回路４６を４個のシニミットナンドゲートと
３個の抵抗で構成したものについて述べたが必ずしもこ
れに限定されるものでないのは勿論である。

さらに前記実施例では半波型電圧共振を利用した直流−
直流コンバータを使用したか必ずしもこれに限定される
ものではなく、要は１次側と２次側が電気的に分離され
た直流−直流コンバータであればよい。

［発明の効果］ 以上詳述したように本発明によれば、力率を改善できる
と共に電源ノイズの発生を極力防止でき、また使用する
部品の耐圧を下げることができて小型軽量化を図ること
ができる放電灯点灯装置を提供できるものである。

また本発明によれば、コンバータとして安定した発振制
御ができる放電灯点灯装置を提供できるものである。

さらに本発明によれば、分圧不均衡によってコンバータ
を構成する部品が破壊されるのを防止できる放電灯点灯
装置を提供できるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は同実
施例における遅延回路と波形整形回路の具体的回路構成
を示す回路図、第３図及び第４図は同実施例における各
部の電圧波形図、第５図はこの発明の他の実施例を示す
要部回路図、第６図は従来例を示す回路図である。 ２１・・・交流電源、 ２２・・・全波整流ダイオードブリッジ回路、２３、〜
２３゜・・・直流−直流コンバータ、２４・・・放電灯
、 ３２・・・定電圧回路、 ３３・・・コンバータ本体回路、 ４４・・・発振制御回路、 ４９・・・共振電圧検出回路。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）１次側と２次側が電気的に分離され、発振動作を
   行うコンバータ本体回路及びこの本体回路を発振制御す
   る発振制御回路からなる複数の直流−直流コンバータの
   １次側と２次側をそれぞれ直列に接続し、その１次側直
   列回路を交流を整流する電源又は脈流電源に接続し、２
   次側直列回路を放電灯に接続したことを特徴とする放電
   灯点灯装置。
2. （２）直流−直流コンバータに、発振制御回路に定電圧
   を供給する定電圧回路を設けたことを特徴とする請求項
   （１）記載の放電灯点灯装置。
3. （３）直流−直流コンバータに、コンバータ本体回路に
   供給される電圧を検出し、電圧低下を検出したとき発振
   制御回路による発振制御を停止させる電圧低下検出回路
   を設けたことを特徴とする請求項（１）又は（２）記載
   の放電灯点灯装置。
4. （４）直流−直流コンバータに、コンバータ本体回路の
   共振電圧を検出し、その検出出力を発振制御回路の入力
   部に供給する共振電圧検出回路を設け、前記発振制御回
   路を、遅延回路、デューティ調整する波形整形回路及び
   バッファ回路の直列回路で構成したことを特徴とする請
   求項（１）又は（２）記載の放電灯点灯装置。