JPH0415668B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の関連する技術分野〕 この発明は、フイールド転送型の電荷結合装置
（以下CCDと称す）影像器（イメージヤ）を使用
したカメラを具えたテレビジヨン・システムに関
するものであり、特に上記影像器の積分暗電流に
基因するシエージングの問題を解決するシエージ
ング補償装置に関する。

〔従来技術〕

CCDフイールド転送型影像器は照明に曝され
るＡレジスタと、照明から遮蔽されたＢレジスタ
およびＣレジスタを有する。画像は画像積分期間
中にＡレジスタに投影され、その光変換によつて
そのＡレジスタ中に映像信号サンプルのフイール
ドを示す電荷パケツトを発生する。この電荷パケ
ツトはフイールド転送期間中にＡレジスタからＢ
レジスタの各線中に移送される。このフイールド
転送期間はテレビジヨン信号の次の垂直帰線期間
中に起る。このようにしてＢレジスタの各線に記
憶された映像信号サンプルのフイールドはＣレジ
スタに移送される。このとき各水平帰線期間ごと
に１本ずつ線がＣレジスタに移送され、テレビジ
ヨン信号の次の水平掃引期間中に順次直列的に読
取られる。

CCD影像器の不規則雑音が低いほど、これを
放送品質のテレビカメラ装置に用い易くなる。放
送品質のカメラでは、積分された暗電流だけに応
答する基準黒レベル信号を得ることが望ましく、
この基準黒レベル信号を無用の積分暗電流応答を
含む画像応答信号と差動的に組合せると、積分暗
電流応答を実質的に含まない画像応答信号を得る
ことができる。

従来法のCCD影像器の出力信号では、積分暗
電流応答はその振幅が固定パタン雑音のピークよ
り小さいためその効果が無視されて来たが、本願
発明者はこのようなカメラの設計の改良の傾向を
予想して、フイールド転送型CCD影像器の暗電
流応答の性質を解析し、この発明を行つた。

フイールド転送型CCD影像器の暗電流応答は
他の形式のCCD影像器のそれと次の点で同じで
ある。すなわち画像Ａレジスタにおける画像積分
時間中の暗電流の積分に一部基因する直流成分を
有し、この直流の残部は（画素のサンプリングで
得た）電荷パケツトをラスタ走査型映像出力信号
に並直変換するため影像器中に用いられている少
なくとも１つの並列ローデイング直列アンローデ
イング式電荷転送チヤンネルにおける各線期間中
の暗電流の積分から生ずる。単色フイールド転送
型CCD影像器のＣレジスタはこのような並列ロ
ーデイング直列アンローデイング式の電荷転送チ
ヤンネルを１つ持ち、カラーフイールド転送型
CCD影像器のＣレジスタはこのようなチヤンネ
ルを３つまで有する。

しかしフイールド転送型CCD影像器の暗電流
応答は他の形式のCCD影像器のそれと異なる。
すなわち上記直流成分に加えて画像フイールドの
各走査線に対応する段を持つ階段型成分を含んで
いる。この階段型成分は、残留積分暗電流以外に
は何も蓄積されていないＢレジスタからその電荷
転送チヤンネル中の残留積分暗電流がフイールド
転送期間中に除かれるため生ずる。フイールド転
送中に電荷パケツトがＡレジスタの各電荷転送チ
ヤンネルから対応するＢレジスタのチヤンネルに
直列的にローデイングされ、このレジスタに累積
された暗電流が入来電荷サンプルより前に取出
（掃引）される。Ｂレジスタにローデイングされ
たこの電荷サンプルの線は次のフイールドにおい
て種々の時間Ｂレジスタに記憶されるため、Ｂレ
ジスタに生ずる暗電流は種々の時間に亘り積分さ
れて階段型成分を発生する。

CCD影像器のＣレジスタの出力映像信号サン
プルから画像が生成されるため、このＣレジスタ
から画像期間中に取出される映像信号サンプル中
のこの暗電流応答の階段型成分は画像フイールド
の始めから終りまで平均輝度に勾配を生ずる。こ
の平均輝度の勾配すなわち「フイールドシエージ
ング」は特にテレビジヨン画像が低照度状態で撮
像されたときこのような映像信号サンプルから生
成されたテレビジヨン表示画像の視聴者に目障り
なことがある。暗電流効果に基因するフイールド
シエージングは線走査方向と垂直の変化を示す。
半導体ウエハの均一度が向上し、このため画像撮
影時の不規則雑音が減るにつれて、低照度レベル
におけるフイールド転送型CCD影像器の動作性
能がさらに向上する。するとフイールドシエージ
ングが一様に照明された場面の忠実な再生におけ
る第１次の制限となる。

積分暗電流の階段型成分は、電荷サンプルのロ
ーデイングとアンローデイングの速度が異なると
き、直列ローデイング直列アンローデイング式
CCDシフトレジスタのみに生ずる。並列ローデ
イング直列アンローデイング式のCCDレジスタ
では、所要の電荷サンプルを伴う電荷としてのみ
除去される積分暗電流が累積暗電流の直流成分を
示すだげである（すなわち並列ローデイング直列
アンローデイング式CCDレジスタから取出され
た積分暗電流は累積暗電流の階段型成分を持たな
い）。

〔発明の開示〕

この発明は電荷結合装置（CCD）内のシフト
レジスタの出力に生ずる信号中の積分暗電流応答
に存在する無用の所定平均勾配の階段型成分を減
ずるもので、この無用の階段型成分はそのレジス
タの直列ローデイングと直列アンローデイングを
異なる速度で行うと生ずる。

この発明によれば、所定平均勾配の補償用波形
を発生し、この補償用波形を出力信号と生成する
信号中の無用の階段型成分が減少する向きに組合
せる。

〔発明の実施例〕

第１図において、画像５はカメラ光学系７によ
りフイールド転送型CCD影像器１０のＡレジス
タ部に投影される。影像器１０はタイミング信号
発生器１１から通常の方式に従つてそのＡ，Ｂ，
Ｃの各レジスタのクロツク信号を受ける。タイミ
ング信号発生器はまた普通テレビカメラ内の処理
増幅器に用いるタイミング信号すなわち水平垂直
の同期パルス、等化パルス、水平垂直のブランキ
ング信号、前部および後部ポーチ等を発生する。
このようなタイミング信号発生器の設計には通常
比較的高周波数の水晶固定式マスタクロツク発振
器、分周用計数器列および適当な組合せ論理回路
を含んでいる。CCD影像器１０のＣレジスタは
通常Ａレジスタに供給された画像中の画素を表わ
す電荷を電圧または電流に変換して後続する映像
増幅器１２の入力回路に印加する回路を含んでい
る。

この発明においては、映像増幅器１２が各段間
の直流分再生を用いて帰線期間中に起る黒レベル
のペデスタルを既知レベルにクランプする形式で
あることが望ましい。またカメラが水平線走査と
垂直線前進による正規の方向のラスタ走査型映像
信号を発生する場合は、特に垂直帰線期間中に映
像増幅器の入力接続部に印加されるCCD影像器
の出力信号に対するスプリアス応答を抑圧するた
め、フイールド帰線期間中CCD影像器の出力を
消去する形式であることが望ましい。この消去は
CCD影像器１０のＡ，Ｂ両レジスタがＡレジス
タからＢレジスタに電荷サンプルのフイールドを
転送するようにクロツキングされるときタイミン
グ信号発生器１１から供給される垂直ブランキン
グ信号に応じて行われる。

映像増幅器１２の出力回路は処理増幅器１４の
入力回路を駆動する信号の生ずる回路点１３に交
流結合されている。処理増幅器１４では水平垂直
の同期期間「ブロツク」がCCD影像器１０から
映像増幅器１２に供給される映像信号の各線間に
挿入される。処理増幅器１４は通常設計のもの
で、タイミング信号発生器１１から普通通りその
タイミング信号を受ける。回路点１３における基
準黒レベルはこの発明の説明では接地基準電位と
する。

次にこの発明によつてCCD影像器の暗電流に
より生ずるフイールドシエージングを補償するた
めに用いられる第１図の装置の各部の動作を考え
る。この発明によれば、処理増幅器１４に対する
映像増幅器１２の交流結合は、フイールド時間中
垂直帰線消去された映像信号を弱く微分して影像
器１０のＢレジスタに導入される暗電流の階段型
成分並びにフイールドシエージングを生ずる他の
すべての因子を補償する向きと大きさで回路点１
３に時間の関数として直流電圧レベルの変化を与
えるように行なわれる。次に処理増幅器１４の入
力回路で直流分再生が行われるが、この直流分再
生は通常の（線ごとに行われる）直流分再生と異
なり、ここでは基準直流レベルへのクランプ動作
が各フイールドに１回だけその支点またはフイー
ルド帰線期間中のその始点直前に行なわれる。

詳言すれば、映像増幅器１２の出力回路は処理
増幅器１４の入力回路に抵抗性結合をされている
ように図示されていて、その結合回路網は結合抵
抗１５と直流阻止コンデンサ１６を含んでいる。
抵抗１５は可変値Ｒを有し、回路点１３から遠隔
負電圧−V_REMOTEへの可変抵抗１５ａと固定抵抗
１５ｂの直列回路により与えられる。コンデンサ
１６は映像増幅器１２の出力回路と処理増幅器１
４の入力回路との間の直流阻止コンデンサで、キ
ヤパシタンスＣを有し、結合抵抗１５に生ずる映
像信号からフイールドシエージングを除くように
その結合抵抗１５と弱い微分器を形成する。処理
増幅器１４の入力負荷抵抗は結合抵抗１５の値Ｒ
より実質的に高く、無視することができる。微分
器１５，１６の時定数RCは弱い微分を得るため
にフイールド時間のあまり大きな倍数には選ばれ
ない。この時定数は結合抵抗の両端間の電圧レベ
ルの指数関数的減衰が数フイールド時間に亘つて
起り、フイールドシエージングの補償に必要な１
フイールドの線形減衰に近似するようになつてい
る。電圧−V_REMOTEは電圧−V_BIASより実質的に負
であるから、両者の差は映像信号のピーク・ピー
ク変化より遥かに大きい。このため結合抵抗１５
の電圧の減衰は本質的に映像信号の変動の影響を
受けない。

暗電流の積分に基因するフイールドシエージン
グでは、フイールドの早い部分が最も明るくない
ため、弱い微分による減衰は黒に向うようになつ
ている。例えば映像増幅器１２の出力回路におけ
る白から黒への遷移を電位が負に向うものとし、
処理増幅器１４が基準黒レベルに基く正の入力電
圧で動作するようになつているとすると共に、基
準黒レベルが−V_REMOTEの基準となる基準接地電
位とする。垂直帰線期間中はキードクランプ回路
１７がタイミング信号発生器１１からキーイング
信号として印加される垂直ブランキング信号に応
じて回路点１３をバイアス電圧−V_BIASにクラン
プするが、次のフイールド掃引期間中は垂直ブラ
ンキングの終了と共に回路点１３の電圧がＡレジ
スタのフイールド時間とＣレジスタの線時間に亘
り積分された暗電流に基因する僅かに正の階段を
示す。この正の階段は基準黒レベルに対して充分
負の−V_BIASにより補償されて、回路点１３をフ
イールド走査の始めに基準黒レベルに近付ける。
すると回路点１３から結合抵抗１５を通り−
V_REMOTEに流れる電流のため、その回路点１３の
直流電圧は−V_REMOTE電位に向つてほぼ直線的に
低下するようになる。

結合抵抗１５の値Ｒを可変抵抗１５ａを調節し
て調節すると、この下り勾配が調節されてフイー
ルドシエージングが補償される。積分暗電流によ
るフイールドシエージングの度合はCCD影像器
１０の温度、特にそのＢレジスタの温度に敏感で
あるから、可変抵抗１５ａはしばしば調節する必
要がある。このように温度に敏感な理由は暗電流
が温度と共に変化するためである。

第２図は第１図の回路の変形で、フイールド中
のコンデンサ１６の斜面型放電がブリーダ抵抗１
５を通る電流ではなく定電流発生器として働らく
トランジスタ２０のコレクタ電流に対する連続的
需要に応じる。これは放電速度による信号の変動
を減ずる点と、線形放電の対数近似による誤差を
減ずる点との双方から、傾斜の直線性を得るため
に負電源−V_EEを−V_REMOTEほど基準黒レベルから
離す必要がない利点を有する。トランジスタ２０
をそのコレクタ回路が定電流発生動作をするよう
に動作させるため、そのエミツタは抵抗２１を介
して電源−V_EEに接続され、ベースは抵抗２１の
両端間の電圧が一定になるようにバイアスされて
いる。トランジスタ２０のエミツタ電流はオーム
の法則により抵抗２１の両端間（トランジスタ２
０のエミツタとV_EE端子との間）の電圧V₂₁（図示
せず）を同じ点間の抵抗R₂₁で割つたものであ
り、コレクタ電流は共通ベース増幅器作用により
β／（β＋１）倍になるが、共通エミツタ順電流
利得βが大きい普通の場合は本質的に同じであ
る。抵抗２１は図では可変抵抗２１ａと固定抵抗
２１ｂの直列回路から成りV₂₁はトランジスタ２
０のエミツタ・ベース電圧により導入される誤差
なく、種々の方法で偏倚電圧発生器２２から供給
される−V_EEに対する偏倚電圧に等しく調整する
ことができる。

この偏倚電圧は第２図に示すようにロングテー
ルドペア構成の２つのトランジスタ２３，２４の
一方２３のベースに印加され、トランジスタ２０
のエミツタが他方のトランジスタ２４のベースに
接続されている。この他方のトランジスタ２４の
コレクタはトランジスタ２０のベースに接続され
て、トランジスタ２３の要求するコレクタ電流を
定電流発生器２５から供給される電流Ｉからトラ
ンジスタ２０，２８の無視可能的に小さいベース
電流を差引いた値に等しく調整する負帰還ループ
を完成している。トランジスタ２３，２４のエミ
ツタ接続点から定電流発生器２６に供給すべきテ
ール電流を２倍に大きくすると、そのトランジス
タ２３，２４のエミツタ電流が同じになり、これ
によつてそのエミツタ・ベース電圧が本質的に等
しくなる。このベース電圧の差は整合したトラン
ジスタを同じヘツダに取付けるか、隣接トランジ
スタをモノリシツク集積回路に組込むことにより
最小にすることができる。

特に−V_BIASおよびトランジスタ２０のコレク
タに必要な定電流の値が互いに温度と共に追跡し
合うべきときは、トランジスタ２０のコレクタ電
流に比例する電流に応じて抵抗２７の両端間に発
生する電圧降下に等しい−V_BIASを発生するのが
有利なことがある。このためトランジスタ２０の
ベースに印加される電圧がトランジスタ２８のベ
ースに印加されている。トランジスタ２８はその
エミツタが抵抗２９を介して−V_EEに接続され、
従つてトランジスタ２０のコレクタ電流と各エミ
ツタ抵抗のコンダクタンスと同じ比例関係を持つ
コレクタ電流を必要とする。このトランジスタ２
８のコレクタ電流の要求は可変抵抗２７ａと固定
抵抗２７ｂの直列回路として図示された抵抗２７
を通る接地点からの電流により満たされる。抵抗
２７の両端間の−V_BIASの降下は可変抵抗２７ａ
を変えることにより調節することができる。この
−V_BIASが供給される零偏倚（オフセツト）電圧
ホロワ３０はキードクランプ回路１７に低電源イ
ンピーダンスで同じ電位を供給してクランプす
る。

コンデンサ１６の連続放電は各走査線に沿つて
黒レベルに若干の変化を生じるが、第１図のカメ
ラまたはその結合抵抗１５を第２図のトランジス
タ２０のコレクタに設けられたような定電流発生
器に置換した変形のカメラから生ずる映像信号に
基くテレビジヨン表示の視聴者が感知し得る（少
なくとも感知し易い）ほど大きくはない。しかし
この各走査線に沿う黒レベルの変化はコンデンサ
１６の斜面型放電より階段型放電を用いることに
よりなくすることができる。

第３図により如何にして各走査線に沿う黒レベ
ルの変化がなくなるかを説明する。トランジスタ
２０のコレクタは回路点１３に常時直接に接続さ
れておらず、トランジスタ３１の共通ベース増幅
器作用により選択的に接続される。この作用は水
平ブランキング期間中だけ行われ、この間は直流
阻止コンデンサ３３を介してトランジスタ３２の
ベースに印加されるブランキングパルスがそのベ
ース電位を引上げ、他の期間は抵抗３４により−
V_EE近傍に引下げる。トランジスタ３２が導通す
るとそのコレクタ抵抗３５の両端間の電圧が降下
してトランジスタ３６のベース電位を引下げる。
この共通コレクタトランジスタ３６はエミツタが
トランジスタ３１のベース・エミツタ偏倚電圧が
無ければ接地電圧に保たれるため、エミツタ・ベ
ース接合が逆バイアスされて非導通になる。この
ためそのコレクタ電流の需要はトランジスタ３１
のエミツタから充分満たされる必要があるが、こ
のトランジスタはそのコレクタ電流を回路点１３
に要求することによりほぼ完全にその需要を満た
す。このコレクタ電流によりコンデンサ１６の階
段型放電の急激な立上り部分が形成される。

線走査中、抵抗３４はトランジスタ３２のベー
ス電位を−V_EEに引寄せてそのトランジスタ３２
を遮断する。抵抗３５の両端間に電位降下を生ず
るトランジスタ３２のコレクタ電流の需要がない
ため、この抵抗はトランジスタ３６のベース電位
を大地に対して正の電圧＋V_CCに引上げ、そのト
ランジスタ３６のエミツタ電位がベース・エミツ
タ偏倚電圧によりそのベース電位に追随してベー
ス接地トランジスタ３１のエミツタ・ベース接合
を逆バイアスし、その導通を止める。トランジス
タ３１が回路点１３からのコレクタ電流を必要と
しないため、コンデンサ１６は線走査中放電を停
止し、階段型放電の平坦な踏板部分を形成する。
可変抵抗２１a′と固定抵抗２１b′で構成される抵
抗２１′は第２図の抵抗２１より実質的に低く、
各線ごとに第２図の回路と同量だけコンデンサ１
６の電荷を変化させるが、その変化は第２図の回
路のように連続的ではなく各線の一部だけに起
る。

第３図の回路に生じ得る変形には、(a)トランジ
スタ３１のベースを接地電位と−V_EEの間の電圧
にバイアスするものと、(b)水平ブランキング期間
中トランジスタ３６のベースをトランジスタ３１
のベース電圧に対してやや正にするものがある。
このような場合トランジスタ３６のコレクタ電流
を用いて抵抗２７に−V_BIASを発生する電位降下
を作り、トランジスタ２８と抵抗２９を省略する
こともできる。

今までは−V_BIASとトランジスタ２０の放電電
流にCCD影像器の温度の関係である暗電流積分
値の変化を追跡させる問題を取扱つていないが、
この発明の他の特徴であるこの温度追跡によつて
可変抵抗制御器（例えば１５ａまたは２１ａと２
７ａまたは２１a′と２７ａ）の再調節を何度も行
う必要がなくなる。第２図または第３図について
改変された第１図の回路では、偏倚電圧発生器２
２から供給される電圧がフイールド期間中積分さ
れた影像器の暗電流に比例して変る温度依存電圧
Ｖ（Ｔ）であるときにこのような温度追跡が行わ
れる。このＶ（Ｔ）の発生法は多数ある。

第４図に示すこの発明の実施例では、CCD影
像器１０′がその半導電性材料の基板表面に半導
体接合３７を含んでいる。この接合はＢレジスタ
に生ずる暗電流の階段型成分を補償する時間変化
電流を発生するため下述のようにして用いられ
る。詳言すれば、この接合の逆方向電流すなわち
暗電流は出力が周期的に−V_EEにリセツトされる
積分器３８により時間的に積分され、その積分器
３８の生成する鋸波出力電圧は低域平滑濾波器３
９により濾波されて−V_EEを基準にする実質的な
直流電圧Ｖ（Ｔ）となる。積分器３８の出力の
V_EEへのリセツトは例えば水平帰線中に行うのが
便利である。

図示の積分器３８は例として出力端子と反転入
力端子の間に積分コンデンサ３８２を有する差動
入力演算相互コンダクタンス増幅器（以後OTA
と呼ぶ）を用いて構成されている。半導体接合３
７の逆方向電流はこのOTA３８１の反転入力端
子に引出される。OTA３８１の非反転入力端子
は連続的に正電圧源＋Ｖに接続されている。半導
体接合３７の逆バイアスは(a)OTA３８１の非反
転入力を正電圧源＋Ｖに連続的に接続することお
よび(b)OTA３８１の出力端子のキードクランプ
回路３８４を介する−V_EEへの選択接続に同期し
てその反転入力端子をキードクランプ回路３８３
を介して＋Ｖに選択接続することにより行われ
る。クランプ回路３８３，３８４の動作により積
分回路３８の出力レベルがリセツトされる。これ
らのキードクランプ回路は双極単投スイツチとし
て図示されているが、実際には例えば水平帰線中
にタイミング信号発生器１１（第４図にはない）
から供給されるパルスに応動する電子スイツチで
ある。

補償用波形発生の根拠として３７のようなダイ
オードを用いる代りに、CCD影像器中に特に暗
電流の積分のため大面積の空乏領域（図示せず）
を設けることもできる。この空乏領域の面積は
Ａ，Ｂ両レジスタの電荷転送チヤンネル中の空乏
領域の面積と既知の比を有する。この大面積の空
乏領域は１段しかないCCD電荷転送チヤンネル
中の初期蓄積ウエルまたはCCD影像器のＡ，Ｂ，
Ｃのレジスタとは別の２つのウエルとすることが
できる。この蓄積ウエルで積分された暗電流に比
例する電圧は例えば浮動ゲート感知器により感知
することができ、この感知された電圧はCCD影
像器のＣレジスタからの信号の供給に用いる出力
端子と異る端子から供給することができる。この
感知された電圧を変換して−V_EEに対するＶ（Ｔ）
を生成することができる。またこの感知電圧は
CCD影像器内でＣレジスタの出力電圧と時分割
多重化することができるから、影像器の同じ出力
端子から供給することができる。この場合次に
CCD影像器の外部に設けた他の時分割多重化解
除器を用いて多重化信号を分離し、この分離され
た感知電圧を変換して−V_EEに対するＶ（Ｔ）を
得ることができる。

暗電流の累積に上述の大面積の空乏領域を用い
る代りにクロツクレジスタとして働らく数段の電
荷転送チヤンネルを用いることもでき、これによ
つてＡレジスタ中に生ずる電荷パケツトと共にこ
の発明によつてＶ（Ｔ）の発生に使用される累積
暗電流のパケツトをCCD影像器のＣレジスタで
時分割多重化することができる。1982年５月27日
付米国特許願第382423号（特願昭58−92194、特
開昭58−213571号に対応）明細書には、この発明
の場合と異るフイールドシエージングの抑制法の
促進にこの種の時分割多重化を用いた新しいフイ
ールド転送型CCD影像器が記載されている。こ
の影像器ではＢレジスタがＡレジスタの電荷転送
チヤンネルのそれぞれから電荷パケツトが供給さ
れる電荷転送チヤンネルの他に少なくとも一つの
電荷転送チヤンネルを備え、この追加の電荷転送
チヤンネルがそれぞれＣレジスタから送り出され
る映像信号の各線の始めに１つの積分暗電流のサ
ンプルを供給する。暗電流が積分されてこのよう
な電荷サンプルを１つずつ形成する時間はフイー
ルドの始めとその線の始めの間の時間である。

第５図は上記米国特許願の形式のCCD影像器
１０″を用いたとき実質的な直流電圧Ｖ（Ｔ）を如
何にして発生し得るかを示す。Ａレジスタより大
型の矩形で示したＢレジスタは、上述のようにＡ
レジスタから電荷を受けず、そのため暗電流の発
生による電荷だけを累積する余分のチヤンネルを
有する。Ｂレジスタのこの余分のチヤンネルに生
成された積分暗電流の電荷サンプルに対する応答
はＣレジスタを通つて送られる他の電荷サンプル
に応じてそのCCD影像器の出力信号中に生じる
ため、時分割多重化解除スイツチ４０によりその
分離が行われる。上記他の電荷サンプルはＡレジ
スタで生じた電荷を含んでいる。Ｃレジスタから
取出された映像信号の最後の線から分離された積
分暗電流のサンプルは各電荷転送段の暗電流をフ
イールド時間中積分したものであり、その前の線
から分離された積分暗電流のサンプルはこの積分
値に比例する。映像信号の１本の線からの分離サ
ンプルはこの発明の１実施例により分離されて１
フイールド時間保持され、Ｖ（Ｔ）を生成するこ
とができる。

しかし第５図はCCD影像器１０″のＡ，Ｂ両レ
ジスタの積分暗電流のさらに代表的な推定値が導
かれるため上述の方法に推奨される装置を示す。
各線からの分離暗電流サンプルは積分器４１でフ
イールド時間中積分され、この積分器４１からの
積分値が各垂直帰線期間中にサンプルアンドホー
ルド回路４２によつてサンプリングされた後、積
分器４１が−V_EEにリセツトされる。サンプルア
ンドホールド回路４２の出力電圧は−V_EEを基準
にして実質的Ｖ（Ｔ）であり、図示のように低域
濾波器４３を用いて数フイールドに亘り平滑化し
てＶ（Ｔ）を生成することもできる。Ｖ（Ｔ）（フ
イールドシエージングの補償に用いる時間変化電
圧を発生する根拠として用いられる直流電位）は
図示のように、(a)キードクランプ回路１７により
クランプされる電圧を発生するため−V_BIAS発生
器４４に印加され、また(b)コンデンサ１６の放電
電流を発生するため定電流発生器４５に印加され
る。発生器４４，４５の回路は第２図および第３
図で述べたように共に集積することもできる。

多重化解除（デマルチプレクス）スイツチ４０
の制御信号はテレビジヨン放送機器の設計の分野
の当業者により容易に発生することができ、例え
ば水平同期パルスを遅延回路４６とパルス整形回
路４７を用いて適当に遅延整形することもでき
る。

この発明の他の特徴はフイールド転送型CCD
影像器のＡレジスタから供給された電荷パケツト
のフイールドがＢレジスタから送り出された後そ
のＢレジスタに残つた電荷により積分暗電流の尺
度が与えられるという考えに基いている。フイー
ルド掃引中にＢレジスタに累積される積分暗電流
に基因する電荷の1/2は、そのＢレジスタの各電
荷転送チヤンネル間に配分されてフイールド掃引
の終りにＢレジスタに残る。各電荷転送チヤンネ
ルには、Ａ，Ｃ両レジスタ間に連続する各段に積
分暗電流の上り階段が残され、この残留積分暗電
流を基にしてフイールド転送型CCD影像器を用
いたカメラの映像信号出力中の暗電流応答を抑圧
することができる。この残留積分暗電流を暗電流
応答の抑圧に用いると、CCD影像器の半導体ダ
イス上に余分の面積を要しないため有利である。
Ｂレジスタは半導体ダイスのほぼ1/2も占め、フ
イールド時間中累積された積分暗電流の実質的に
１／２がそのフイールド積分時間の終りにＢレジス
タに残る。

この電荷量は他の手段でCCD影像器のダイス
上に便利に累積し得る電荷量より大きい。この電
荷は予めフイールド転送中にＣレジスタを介して
除去され、本願発明者等の既成法に従つ廃棄され
る。

この電荷は廃棄する代りにこの発明の原理によ
りフイールド転送中にＣレジスタを介して除去
し、積分してＶ（Ｔ）を発生することもできる。
これは第５図の装置と同種の装置でこれから(a)素
子４６，４７を除去し、(b)多重化解除スイツチ４
０を制御してフイールド転送期間中CCD影像器
の出力を分離し、これを積分器４１の入力に印加
することにより達せられる。

従来法のCCD影像器の実際では、フイールド
転送時間中Ｃレジスタが働らくが、これは(a)積分
暗電流によるＣレジスタの過充満と、(b)これによ
る電荷のＢレジスタ最終行または終り数行への逆
流によつて生ずるフイールドの画像部分の映像信
号最初数本の線の無用のブルーミングを防ぐため
に行われていた。

以下説明するこの発明の原理ではＡレジスタよ
りＢレジスタの行を多くしたCCD影像器を使用
する。この改造型影像器ではＣレジスタのクロツ
キングがフイールド転送期間中停止され、この位
相でＣレジスタのクロツクキングが止ると、入る
ことのできる電荷が、積分暗電流と共にＣレジス
タを満たし、余分のものがＢレジスタの余分の行
に逆流する。ＣレジスタのクロツクキングがＣレ
ジスタに電荷が入れない位相で停止すると、累積
された積分暗電流が完全にＢレジスタの余分の行
に留保される。この逆流したまたは留保された電
荷は新しいフイールドの始めの無画像の線におい
てCCD影像器の映像信号出力に生じる。一般に
このような動作では、室温においてＢレジスタの
余分の行の１つまたは２つの電荷蓄積ウエルが積
分暗電流で満たされ、次の余分の行の電荷蓄積ウ
エルが一部満たされるが、CCD影像器の動作温
度が10℃上昇するごとに、留保される積分暗電流
の量が倍加し、この電荷の蓄積に要するＢレジス
タの余分の行数をほぼ２倍にする。積分時間の終
りにＢレジスタに残されたり、フイールド転送中
Ｃレジスタのクロツクキング休止のため留保また
は一部留保されたり一部逆流した積分暗電流の合
計がこの発明の実施例のいくつかにおいて積分に
よるＶ（Ｔ）の発生の基礎として使用される。電
荷パケツトの逆流や留保はその一時的変位を生ず
るが、その電荷の次の時間積分によりその影響は
なくなる。

上述のようにこのように動作する装置は第５図
の影像器１０″について示したものと同じである
が、(a)素子４６，４７が省かれた点と、(b)多重化
解除スイツチ４０に異なる制御が供給される点が
異なる。この制御信号はスイツチ４０が積分器４
１の入力にフイールドの最初数本の無画像線を印
加するように制御する。

第６図は上述の第５図の改造装置より推奨され
る装置を示す。この装置はフイールド積分時間の
終りに従来法のフイールド転送型CCD影像器１
０のＢレジスタに残つた残留電荷からＶ（Ｔ）を
発生する。この第６図の装置では、Ａレジスタ中
に生じた電荷サンプルのフイールドがＣレジスタ
を通つて送り出された後、Ｂレジスタに残つた全
電荷が影像器１０のドレン端子４８にＣレジスタ
を介して送り出されるが、これはフイールド帰線
時間の電荷サンプルがＡレジスタからＢレジスタ
に転送される部分か、フイールド走査の始めの無
画像線またはその２つの期間で生ずる。多重化解
除スイツチ４０′はこの電荷と適当な時刻にドレ
ン端子４８から積分器４１の入力に導くゲート回
路として用いられる。

第６図の構成は、その映像増幅器１２′を(a)影
像器１０から浮動拡散出力端子４９を介して供給
される信号の高周波数部分と、(b)影像器１０から
ドレン端子４８を介して供給される信号の低周波
数部分に対する交差応答を与える形式として得る
ため推奨される。（詳言すれば、信号のこの低周
波数部分はここでは多重化解除スイツチ４０によ
りドレン端子４８から映像増幅器１０に選択的に
供給され、この供給は画像線を含むフイールド走
査の部分中に行われる。）浮動拡散出力から高周
波数映像信号応答をとり、ドレン端子から低周波
数映像信号応答をとると、映像増幅器１２′が合
成映像信号を（1982年３月８日付米国特許願第
356212号明細書記載の理由で）付随雑音の少ない
直流阻止コンデンサ１６を介して回路点１３に印
加することができるようになる。

上記米国特許願の発明以前は、処理増幅器１４
の入力の生成にドレン端子４８から供給される映
像信号サンプルを用いるより（これが比較的高周
波数応答が悪いため）浮動ゲートまたは浮動拡散
端子だけから得られる映像信号サンプルを用いる
ことが推奨されていた。この発明を実施する場合
にこの浮動ゲートまたは浮動拡散端子だけから映
像信号サンプルをとる従前の推奨法を用いる場
合、すなわち映像信号サンプルをドレン端子４８
からとらない場合は、第６図の装置を変形して映
像増幅器１２′をさらに普通の映像増幅器１２に
置換し、その入力をCCD影像器１０の正規の映
像信号出力から供給し、そのCCD影像器１０と
積分器４１の入力端子の間にさらに簡単なゲート
回路を挿入すればよい。

第５図および第６図の構成並びにその変形は積
分器４１が１フイールド当り１回以上または以下
の頻度でリセツトされるように改変することがで
きる。このときはサンプルアンドホールド回路４
２のサンプリング時点のタイミングを各リセツト
直前に起るように変え、ロールオフ周波数低域濾
波器４３をサンプルされ且つホールドされた積分
器の出力の基本波を適度に抑圧するように調節す
る。積分器４１が１フイールド当り１回以上リセ
ツトされるようにすると、平滑用濾波器４３に用
いる素子のリアクタンスを低くすることができ
る。

第７図は積分暗電流に基因するフイールドシエ
ージングを抑制するため映像信号に斜面型または
階段型の信号を直線的に組合せるために使用し得
る他の方法の１例を示す。第７図では差動入力増
幅器の一方の入力がフイールド転送型CCD影像
器と映像増幅器の連鎖回路５１から供給される負
方向が白でフイールドシエージングのある映像信
号であり、他方の入力がランプ電圧発生器５２の
出力である。ランプ電圧発生器５２は第２図の回
路に似た回路を含んでいるが、映像増幅器からの
フイールドシエージングのある映像信号でなく接
地電圧に対して黒方向に傾斜した電圧と黒ペデス
タル電圧V_BIASの和の振幅を持つ補償波形が発生
する点で第２図の回路と異つている。（Ｖ（Ｔ）発
生回路５３は前述の通り。）。差動増幅器５０の共
通モード消去により映像信号出力のフイールドシ
エージングが抑圧されて処理増幅器１４の入力に
供給される。

差動入力増幅器５０を用いてフイールドシエー
ジングのある映像信号とフイールドシエージング
補償用波形を直線的に組合せると次の点で有利で
ある。すなわち階段型電圧発生器５２と増幅器５
０の対応入力との間に平滑用濾波器５４を挿入す
ることにより帯域内雑音をうまくすくい取ること
ができる。この「すくい取り」は増幅器５０の他
方の入力に供給される映像信号の周波数応答に影
響しない。また連鎖回路５１中の映像増幅器は垂
直ブランキングを行う必要がない。

第７図の装置の変形として、第２図の回路から
ランプ発生器５２を導いたのと同様にして第３図
の回路から導いた黒ペデスタル上に斜面型電圧を
重ねた波形を発生する波形発生器をランプ発生器
５２に置換したものがある。

第８図は第７図の装置とその変形の利得調節を
避ける方法を例示する装置を示す。CCD影像器
と映像増幅器の連鎖回路５１の出力信号はTDM
多重化解除スイツチ４０′に印加され、スイツチ
４０′はその出力信号の画像線に差動入力増幅器
５０の非反転入力に導く。この増幅器５０の反転
入力には階段型電圧発生器６０から階段型波形が
印加される。階段型電圧発生器６０は増幅器５０
の出力から処理増幅器１４の入力に供給される映
像信号中の積分暗電流に対する応答を抑圧するも
ので、各フイールド走査中の水平同期パルスを計
数し、垂直ブランキング中リセツトされる計数器
６１を含んでいる。発生器６０はまたその計数値
を、１に加えられた端数として黒ベデスタルに重
畳された黒方向階段型波形に変換するデジタルア
ナログ（DA）変換器６２を含む。この定振幅波
形は制御利得増幅器６３を通つて増幅器５０の反
転入力と発生器６０内の他の差動入力増幅器６４
の反転入力に自動利得制御（AGC）階段型入力
信号として供給される。

スイツチ４０′は画像線を描く電荷パケツトの
後に残つたＢレジスタからの積分暗電流を出力が
積分器６５の入力に接続された差動入力増幅器６
４の非反転入力に導く。１フイールドに１回リセ
ツトされる積分器６５は、これに応じて発生器６
０のAGC階段型出力波形と各画像フイールドご
とに画像線が送り出された後Ｂレジスタに残つた
積分暗電流との差の時間積分を供給する。この積
分はサンプルアンドホールド回路６６により積分
器６５のリセツト直前にサンプリングされて平滑
濾波器６７を通り利得制御増幅器６３にAGC信
号として印加される信号を生成する。

第８図の装置の動作は、(a)画像線を描く全電荷
パケツトが送り出された後Ｂレジスタに残る積分
暗電流を含む全電荷と、(b)送り出された電荷パケ
ツトに関連する積分暗電流中の全電荷が相等しい
ことに基いている。補償用階段型波形の時間積分
をスイツチ４０′の１出力から受入れられるこの
残留電荷に対する応答の時間積分に等しくする
と、その補償用階段型波形の時間積分が画像信号
に伴う無用の積分暗電流応答の時間積分と等しく
なる筈である。この無用の応答と補償用階段型波
形の波形変化が同期しているため（同様に発生さ
れるため）、その時間積分を相等しくすると、そ
の瞬時値も相等しくなり、増幅器５０で行われる
ような差動結合処理により互いに相殺される。

補償用階段型波形の振幅を自動利得制御する１
つの方法は、負帰還を用いてその補償用階段型波
形の時間積分と画像線が送り出された後Ｂレジス
タに残る残留電荷に対する応答の時間積分の差を
小さくすることである。しかし差動結合処理に先
行する２つの積分器の利得が互いに異なる可能性
のため、利得調節をなくすることは難しい。しか
し時間の可分離変数である時間関数の２つの時間
積分の差は、その関数の差の時間積分をとること
により間接的に求められ、積分器の相対利得の調
節の必要をなくすることができる。この代替
AGC信号発生法は第８図の差動入力増幅器６４
と積分器６５の継続接続を用いて実施される。

放送用カラーテレビジヨンカメラほど厳密でな
い監視用その他に用いる白黒カメラからの映像信
号では、１〜2IRE単位の黒レベルの変動は許容
される。このようなカメラでは、フイールド全体
の黒レベルの変動をこの発明を用いて抑圧すれ
ば、上述の各装置の改変を行う場合に、V_BIASの
温度補償またはCCD影像器のＡレジスタからの
積分暗電流に対するその整合を省略することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図はフイールド転送型CCD影像器とこれ
に続くCCD影像器の暗電流により生ずるフイー
ルドシエージングの補償装置を含み、この発明を
実施するカメラ装置のブロツク図、第２図および
第３図は第１図のフイールドシエージング補償装
置に可能な変形を示すブロツク図、第４図、第５
図および第６図はこの発明の他の原理を実施する
場合において上記各図面の回路における影像器の
暗電流の変化を補償する電圧を求める種々の方法
を示すブロツク図、第７図および第８図はこの発
明を実施する他のカメラ装置のブロツク図であ
る。 １０……CCD影像器、１１……タイミング信
号発生器（フイールド帰線消去期間を与える手
段）、１２……影像増幅器、１６……直流阻止コ
ンデンサ、１５……結合抵抗（一定の平均割合で
電流を導通させる手段）、１７……クランプ回路、
２０……トランジスタ（定電流発生器）、３１…
…トランジスタ（パルス電流発生器）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 実質的に連続的に投影された画像に応答し
   て、映像信号としてラスタ走査順序で映像サンプ
   ルのフイールドを供給するフイールド転送形式の
   CCD映像器を有し、映像サンプルによつて描か
   れたフイールドは積分暗電流に基因する好ましく
   ないシエージングを伴い、 さらに、上記CCD影像器から供給される映像
   信号を受信する入力接続部と、増幅された映像信
   号を供給する出力接続部とを有する映像増幅器
   と、 増幅された映像信号のフイールド帰線消去期間
   を与える手段と、 上記映像増幅器の出力接続部が形成される第１
   の極板と、積分暗電流に基因する抑圧フイールド
   シエージングを伴つた増幅された映像信号が現れ
   るようにされた第２の極板とを持つた直流阻止コ
   ンデンサと、 上記増幅された映像信号が抑圧されたフイール
   ドシエージングを伴つて現れるようにする手段と
   からなり、該手段はバイアス電圧を供給する手段
   と、上記直流阻止コンデンサの第２の極板を各フ
   イールド帰線期間中上記バイアス電圧に同期的に
   クランプする手段と、積分暗電流に基因する映像
   信号のフイールドシエージング成分を上記直流阻
   止コンデンサの第２の極板において抑圧するよう
   な方向に、上記直流阻止コンデンサの第２の極板
   へあるいは該第２の極板から電流を一定の平均割
   合で導通させる手段とを含む、フイールドシエー
   ジング補償装置。 ２ 電流を一定の平均割合で導通させる手段は連
   続する直流電流を発生する形式の定電流発生器か
   らなる特許請求の範囲第１記載のフイールドシエ
   ージング補償装置。 ３ 電流を一定の平均割合で導通させる手段は各
   水平帰線期間中パルス電流を発生する形式の定電
   流発生器からなる特許請求の範囲第１記載のフイ
   ールドシエージング補償装置。