JPH04165510A - 交直流チョッパコンバータ型の電源装置 - Google Patents
交直流チョッパコンバータ型の電源装置Info
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- JPH04165510A JPH04165510A JP2410030A JP41003090A JPH04165510A JP H04165510 A JPH04165510 A JP H04165510A JP 2410030 A JP2410030 A JP 2410030A JP 41003090 A JP41003090 A JP 41003090A JP H04165510 A JPH04165510 A JP H04165510A
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- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 10
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4241—Arrangements for improving power factor of AC input using a resonant converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［０００１］
本発明は、交直流チョッパコンバータ型の電源装置に係
わる。この電源装置は源装置の出力電圧に応じて制御さ
れる出力電圧調節用のスイッチング手段とを使用するこ
とによって、交流の主ネットワークによって供給される
交流電圧を直流電圧出力に変換する。更に、前記電源装
置の力率を最適化するために、即ち、必要な有効電力と
主ネットワークで消費される皮相電力との比率が実質的
に１に等しいように、前記電源装置が電圧と同位相の正
弦電流を主ネットワークによって消費しなければならな
い。 ［０００２］
わる。この電源装置は源装置の出力電圧に応じて制御さ
れる出力電圧調節用のスイッチング手段とを使用するこ
とによって、交流の主ネットワークによって供給される
交流電圧を直流電圧出力に変換する。更に、前記電源装
置の力率を最適化するために、即ち、必要な有効電力と
主ネットワークで消費される皮相電力との比率が実質的
に１に等しいように、前記電源装置が電圧と同位相の正
弦電流を主ネットワークによって消費しなければならな
い。 ［０００２］
この種の電源装置が従来から存在し、本明細書に添付さ
れた図１を参照して従来の装置が説明される。「強制転
流非調和チョップ電源装置」と呼ばれる、これらの公知
の電源装置では、電流がスイッチング手段内を流れてい
る時に転流が起こるよう強制される。その結果、切り替
えによる損失と、電源装置の構成部品の効率的な作動条
件に対して有害な電流ピークの形状の乱れと、放射によ
る乱れとが生じる。更に、２００ｋＨｚ台の最高転流周
波数で作動するこれらの電源装置は、比較的大型である
。 ［０００３］
れた図１を参照して従来の装置が説明される。「強制転
流非調和チョップ電源装置」と呼ばれる、これらの公知
の電源装置では、電流がスイッチング手段内を流れてい
る時に転流が起こるよう強制される。その結果、切り替
えによる損失と、電源装置の構成部品の効率的な作動条
件に対して有害な電流ピークの形状の乱れと、放射によ
る乱れとが生じる。更に、２００ｋＨｚ台の最高転流周
波数で作動するこれらの電源装置は、比較的大型である
。 ［０００３］
本発明は、これらの欠点を回避すること又は少なくとも
低減させることを目的とする。この目的は、スイッチン
グ手段が開いている時にそのスイッチング手段を流れる
電流がゼロであるように、及びスイッチング手段の体積
が小さいように配置され且つ非常に高い周波数で制御さ
れるスイッチング手段によって実現される。 ［０００４］
低減させることを目的とする。この目的は、スイッチン
グ手段が開いている時にそのスイッチング手段を流れる
電流がゼロであるように、及びスイッチング手段の体積
が小さいように配置され且つ非常に高い周波数で制御さ
れるスイッチング手段によって実現される。 ［０００４］
本発明により、１つの全波整流器回路と、１つの高周波
フィルタと、１つの４極子と、出力電圧を送り出す１つ
の低周波フィルタとを有する交直流チョッパコンバータ
型の電源装置が提案される。この装置では、前記４極子
は、第１入力及び第２入力と、第１出力及び第２出力と
、第１端子及び第２端子を有する第１コンデンサ及び第
２コンデンサと、第１端子及び第２端子を有する第１の
一方向性導体及び第２の一方向性導体と、この後に、前
記第１入力と前記第１出力との間に、第１の一方向性ス
イッチと、第１の誘導子と、前記第１コンデンサの第１
端子と、第２の一方向性スイッチと、前記第１一方向性
導体の第１端子と、第２誘導子と、前記第２コンデンサ
及び前記第２一方向性導体の第１端子とを含む前記第１
及び第２コンデンサと前記第１及び第２一方向性導体と
の第２端子が、前記４極子の前記第２入力及び前記第２
出力に接続されている。更に本発明の電源装置は、トリ
ガパルスを与えるための、出力電圧に応じて制御される
１つの発振器回路と、そのトリガパルスを受け取る単安
定回路とから成り、前記単安定回路では、その準安定状
態が、前記第１誘導子と前記第１コンデンサとによって
形成される発振器回路の共振周波数の逆数よりも僅かに
大きな持続時間を有し、前記単安定回路が準安定状態に
ある時には前記第１スイッチの閉じと前記第２スイッチ
の開きとを作動させ、準安定状態にない時にはその逆に
前記第１スイッチの開きと前記第２スイッチの閉じとを
作動させる。 ［０００５］
フィルタと、１つの４極子と、出力電圧を送り出す１つ
の低周波フィルタとを有する交直流チョッパコンバータ
型の電源装置が提案される。この装置では、前記４極子
は、第１入力及び第２入力と、第１出力及び第２出力と
、第１端子及び第２端子を有する第１コンデンサ及び第
２コンデンサと、第１端子及び第２端子を有する第１の
一方向性導体及び第２の一方向性導体と、この後に、前
記第１入力と前記第１出力との間に、第１の一方向性ス
イッチと、第１の誘導子と、前記第１コンデンサの第１
端子と、第２の一方向性スイッチと、前記第１一方向性
導体の第１端子と、第２誘導子と、前記第２コンデンサ
及び前記第２一方向性導体の第１端子とを含む前記第１
及び第２コンデンサと前記第１及び第２一方向性導体と
の第２端子が、前記４極子の前記第２入力及び前記第２
出力に接続されている。更に本発明の電源装置は、トリ
ガパルスを与えるための、出力電圧に応じて制御される
１つの発振器回路と、そのトリガパルスを受け取る単安
定回路とから成り、前記単安定回路では、その準安定状
態が、前記第１誘導子と前記第１コンデンサとによって
形成される発振器回路の共振周波数の逆数よりも僅かに
大きな持続時間を有し、前記単安定回路が準安定状態に
ある時には前記第１スイッチの閉じと前記第２スイッチ
の開きとを作動させ、準安定状態にない時にはその逆に
前記第１スイッチの開きと前記第２スイッチの閉じとを
作動させる。 ［０００５］
以下の説明と添付の図面とによって、本発明がより明確
に理解され、本発明の装置の他の特徴が明らかになるこ
とだろう。 ［０００６］ 図１は、従来技術の交直流チョッパコンバータ型の電源
装置の概略図である。 ［０００７］ 整流器ブリッジＰは入力での交流電圧から、その出力端
子Ｂ１とＢ２との間において、整流された正弦信号のア
ーチによって形成される電圧を与える。端子Ｂ１は、誘
導子りとそれに続くダイオードＤによって、電源装置の
２つの出力端子の８１、Ｂ２一方に接続されている。抵
抗器によって表される負荷Ｒが端子Ｓ１とＢ２との間に
接続されている。ダイオードＤはブリッジＰによって整
：ａされた電流を通過させるように配置されている。端
子Ｂ２は抵抗器ｒによって端子Ｓ２に接続されている。 コンデンサＣｓが端子Ｓ１と端子Ｓ２との間に接続され
ている。接点によって表される電子スイッチＴが、誘導
子りとダイオードＤとに共通ノ箇所と、端子Ｓ２との間
に取り付けられている。このスイッチは第１の比較器１
２によって制御され、この比較器の「＋」入力は倍率器
回路１１の出力に接続されその「−」入力は端子Ｓ２に
接続されている。第２の比較器１０の「＋」入力は端子
Ｓ１に接続され、その「−」入力は直流基準電圧源Ｖに
接続されている。比較器１０の出力は倍率器１１の２つ
の入力の一方に接続され、倍率器の他方の入力は端子Ｂ
１に接続されている。 ［０００８］ 比較器１２は、誘導子り内を流れる電流を、従って抵抗
器ｒ内を流れる電流を、主ネットワークの周波数と同一
の周波数を有する整流正弦信号である設定値信号に対し
て、及び伝送されるべき電力に比例した振幅とに対して
比較する。この設定値信号は、電源装置の出力電圧と基
準電圧Ｖとの間で行われる比較器１ｏによる比較の結果
として、整流器ブリッジＰによって与えられる整流電圧
の値を乗数することによって得られる。 ［０００９］ 図に示されるように、スイッチＴが１００〜２００ｋＨ
ｚの速度で開閉する。この速度の値は、誘導子りに与え
られる値に応じて決定され、スイッチＴの制御は、誘導
子り内の電流のエンベロープが整流された正弦曲線であ
るように調整される。 ［００１０］ 図１によるアセンブリの場合には、スイッチＴの開閉は
、比較器１２の出力の状態によって強制され、電流がス
イッチＴとダイオードＤの各々の中を流れる間に生じる
が、この開閉はスイッチング損失とこのスイッチ内の乱
れとを引き起こす［００１１］ 図２は、本発明による交直流チョッパコンバータ型電源
装置の図である。 ［００１２］ 整流器ブリッジＰは、その出力端子Ｂ１とＢ２との間に
おいて、主ネットワークによって供給される１１７Ｖ、
４００Ｈｚの入力交流電圧Ｖがら、整流正弦信号のアー
チによって形成される電圧を与える。端子Ｂ１は誘導子
Ｌｅを通して４極子の入力端子ＡＩに接続され、この４
極子の他方の入力端子は基準Ａ２を有し、その出力端子
は基準Ａ３とＡ４とを有する。端子Ｂ２は端子Ａ２に接
続され、コンデンサＣｅを通して端子ＡＩに接続されて
いる。 ［００１３］ 端子Ａ１は、第１の一方向性スイッチＴ１と、誘導子Ｌ
１と、第２の一方向性スイッチＴ２と、誘導子Ｌ２とを
通して端子Ａ３に接続されている。一方向性スイッチＴ
１とＴ２はトランジスタであり、単安定トリガ回路３の
直接出力Ｑと反転出力ＩＮＶ、Ｑとによって別々に制御
されている。図２では、これらのスイッチＴ１とＴ２は
、Ｔ１の場合にはダイオードｄ１との、Ｔ２の場合には
ダイオードｄ２との直列の接点によって表される。 ［００１４］ 前記４極子は、出力端子Ａ４に接続された入力端子Ａ２
を有する。その２つの端子は、コンデンサＣＩと、ダイ
オードＤＩと、ダイオードＤ２と並列なコンデンサＣ２
とを通して、誘導子Ｌ１とスイッチＴ２との共有点と、
スイッチＴ２と誘電子Ｌ２との共有点と、端子Ａ３との
各々に接続されている。 ［００１５］ 前記４極子の端子Ａ３は、電源装置の２つの出力端子の
一方の出力端子Ｓ１に誘導子Ｌｓを通して接続されてい
る。前記４極子の端子Ａ４は、電源装置の端子Ｓ２に接
続され、コンデンサＣｓを通して電源装置の端子Ｓ１に
接続されている。抵抗器で表される負荷Ｒは電源装置の
両出力端子の間に接続されている。誘導子Ｌｓはコンデ
ンサＣｓと共に低域フィルタを形成する。この低域フィ
ルタは電源装置の出力に配置されている。 ［００１６］ 比較器１は、電源装置の出力端子Ｓ１に接続された「＋
」入力と、直流基準電圧源Ｖに接続された「−」入力と
を有する。 ［００１７］ 比較器１の出力は発振器２の制御入力に接続され、この
発振器は、その制御信号に従って、０〜Ｉ ＡＩＨｚの
間で変化可能な周波数でパルスを送り出す。これらのパ
ルスはトリガ回路３のフリツピングを制御する。 ［００１８］ 単安定トリガ回路３の準安定状態の持続時間は２８０ｎ
ｓに固定されている。この準安定状態の持続時間の間に
、トリガ回路３はスイッチＴ１の閉じとスイッチＴ２の
開きとを引き起し、準安定状態にない時には、スイッチ
Ｔ１の開きとスイッチＴ２の閉じとを引き起す。 ［００１９］ スイッチＴｌ内を流れる電流は高周波数の半正弦電流で
あり、この電流の持続時間は、要素Ｌ１とＣ１とによっ
て形成される発振器回路の共振周波数によって決定され
、この電流の振幅は入力交流電圧Ｖの瞬時値に比例して
いる。従って、前記電流のエンベロープは、その位相の
点では、入力電圧の整流正弦信号に従う［００２０］ 要素ＬｅとＣｅとによって形成される入力高周波フィル
タは、スイッチＴｌ内を流れる電流の高周波成分を除去
することによって、主ネットワークの周波数Ｆだけに入
力電流の正弦エンベロープを保つことを可能にする。 ［００２１］ スイッチＴ１が閉じられる時には、コンデンサＣ１が、
誘導子Ｌ１を通して、入力電圧の２倍まで正弦的に充電
される。発振器回路Ｌｌ−Ｃ１が２ ＭＨｚという共振
周波数を有するが故に、この充電は高周波数で生じる。 前記コンデンサの充電は、トリガ回路３の準安定状態の
間に起こり、この準安定状態の持続時間は２８０ｎｓに
等しく、発振器回路Ｌ Ｌ −Ｃ１の半周期よりも長く
、即ち２５０ｎｓよりも長い。従って、スイッチＴ１が
開く時には、コンデンサＣ１の充電が完了されており、
即ちスイッチＴ１が開く時には、このスイッチ内には電
流が流れない。 ［００２２］ ダイオードｄ１の役割は、誘導子Ｌｌ内の電流が反転さ
せられることを防止することによって、コンデンサＣ１
の放電を防ぐことである。 ［００２３］ スイッチＴＩが開いている時に、コンデンサＣ１が充電
される。スイッチＴ１が開き且つスイッチＴ２が閉じて
いる時には、コンデンサＣ１内に蓄えられたエネルギー
が、高周波数において誘導子Ｌ２を通して正弦的に出力
負荷ＲとコンデンサＣ２との中に移される。 ［００２４］ ダイオードｄ２は、誘導子Ｌ２内に流れる電流が反転さ
せられ且つコンデンサＣ１を再充電することを防止する
。 ［００２５］ ダイオードＤ１は、誘導子Ｌ２の電流をこのダイオード
を通して分割させることによって、コンデンサＣ１が負
の電圧まで放電されることを防止する。 ［００２６］ 同様に、ダイオードＤ２は、誘導子Ｌｓの電流をこのダ
イオードを通して分割させることによって、コンデンサ
Ｃ２が負の電圧まで放電されることを防止する［００２
７］ 断続サイクルの間において、即ちスイッチＴ１の連続開
閉の間において、コンデンサＣ１内に蓄えられたエネル
ギーが、負荷Ｒによって消費されるエネルギーよりも小
さい限りは、コンデンサＣ１内に蓄えられた全エネルギ
ーが負荷Ｒによって完全に消費されるが故に、コンデン
サＣ２が充電されることが不可能である［００２８］ 断続サイクルの間に、コンデンサＣ１内に蓄えられたエ
ネルギーが、負荷Ｒによって消費されるエネルギニより
も大きい場合には、これら２つのエネルギー間の差分を
蓄えることによってコンデンサＣ２が充電される。コン
デンサＣ２内に充電されたこのエネルギーは、コンデン
サＣ１の新たな充電の前に、即ち、新たな断続サイクル
が開始される前に負荷Ｒによって消費される。 ［００２９］ 電源装置の出力電圧の制御のこの方法は、発振器回路２
によって実現される。 この発振器回路の周波数は比較器１の出力電圧によって
制御され、この比較器１は、基準電圧■に対して電源装
置の出力電圧を比較することによって誤差増幅器の役割
を果たす。前述されたように、発振器回路２によって送
られるパルスが、２８０ｎｓ間のスイッチＴ１の閉じと
、これと同一の持続時間のスイッチＴ２の開きとを引き
起こす。 ［００３０］ 電源装置の出力に現れる、主ネットワーク周波数におけ
る低残留リプルを排除するために、比較器１がその「＋
」入力に低域フィルタを有するということが留意されな
ければならない。 ［００３１］ 本発明は上記の実施例に限定されない。例えば特に、結
合トランスがスイッチＴ１の下流側において４極子の中
に挿入されることが可能である。同様に、前記一方向性
スイッチＴ１とＴ２は、例えば１つの両方向性スイッチ
と１つの半導体要素のような２つの別個の要素によって
形成されてもよく、この場合には、図２では、要素ｄ１
と要素Ｌ１が占める位置が交換されてよい。 ［００３２］ 同様に、上記の実施例では、発振器回路ＬＬ−Ｃ１の共
振周波数と交流主ネットワークの周波数との間の比率が
５０００であるが故に、発振器回路ＬＬ−Ｃ１の共振周
波数は、交流主ネットワークの周波数によりも遥るかに
高い周波数が選ばれてもよい。前記２つの周波数の間の
比率の低下に対応して発振器回路２によって発生される
最高周波数が低下させられる場合には、且つ単安定トリ
ガ回路３の準安定状態の持続時間が発振器回路ＬＬ−Ｃ
１の半周期よりも等しいか又は僅かに太きいままである
ように前記準安定状態の持続時間が設定される場合には
、前記２つの周波数の間の比率が（１０００よりは大き
い値であるが）より小さい値であることが可能である。 しかし、コンデンサＣ１充放電の１秒間当たりの回数が
多くなればなるほど、前記負荷に伝送される電力が大き
くなるということが留意されなげればならない。従って
このことは、回路２の最高断続周波数及び望ましい最高
周波数に関するＬｌとＣ１との値を決定することを可能
にする。
に理解され、本発明の装置の他の特徴が明らかになるこ
とだろう。 ［０００６］ 図１は、従来技術の交直流チョッパコンバータ型の電源
装置の概略図である。 ［０００７］ 整流器ブリッジＰは入力での交流電圧から、その出力端
子Ｂ１とＢ２との間において、整流された正弦信号のア
ーチによって形成される電圧を与える。端子Ｂ１は、誘
導子りとそれに続くダイオードＤによって、電源装置の
２つの出力端子の８１、Ｂ２一方に接続されている。抵
抗器によって表される負荷Ｒが端子Ｓ１とＢ２との間に
接続されている。ダイオードＤはブリッジＰによって整
：ａされた電流を通過させるように配置されている。端
子Ｂ２は抵抗器ｒによって端子Ｓ２に接続されている。 コンデンサＣｓが端子Ｓ１と端子Ｓ２との間に接続され
ている。接点によって表される電子スイッチＴが、誘導
子りとダイオードＤとに共通ノ箇所と、端子Ｓ２との間
に取り付けられている。このスイッチは第１の比較器１
２によって制御され、この比較器の「＋」入力は倍率器
回路１１の出力に接続されその「−」入力は端子Ｓ２に
接続されている。第２の比較器１０の「＋」入力は端子
Ｓ１に接続され、その「−」入力は直流基準電圧源Ｖに
接続されている。比較器１０の出力は倍率器１１の２つ
の入力の一方に接続され、倍率器の他方の入力は端子Ｂ
１に接続されている。 ［０００８］ 比較器１２は、誘導子り内を流れる電流を、従って抵抗
器ｒ内を流れる電流を、主ネットワークの周波数と同一
の周波数を有する整流正弦信号である設定値信号に対し
て、及び伝送されるべき電力に比例した振幅とに対して
比較する。この設定値信号は、電源装置の出力電圧と基
準電圧Ｖとの間で行われる比較器１ｏによる比較の結果
として、整流器ブリッジＰによって与えられる整流電圧
の値を乗数することによって得られる。 ［０００９］ 図に示されるように、スイッチＴが１００〜２００ｋＨ
ｚの速度で開閉する。この速度の値は、誘導子りに与え
られる値に応じて決定され、スイッチＴの制御は、誘導
子り内の電流のエンベロープが整流された正弦曲線であ
るように調整される。 ［００１０］ 図１によるアセンブリの場合には、スイッチＴの開閉は
、比較器１２の出力の状態によって強制され、電流がス
イッチＴとダイオードＤの各々の中を流れる間に生じる
が、この開閉はスイッチング損失とこのスイッチ内の乱
れとを引き起こす［００１１］ 図２は、本発明による交直流チョッパコンバータ型電源
装置の図である。 ［００１２］ 整流器ブリッジＰは、その出力端子Ｂ１とＢ２との間に
おいて、主ネットワークによって供給される１１７Ｖ、
４００Ｈｚの入力交流電圧Ｖがら、整流正弦信号のアー
チによって形成される電圧を与える。端子Ｂ１は誘導子
Ｌｅを通して４極子の入力端子ＡＩに接続され、この４
極子の他方の入力端子は基準Ａ２を有し、その出力端子
は基準Ａ３とＡ４とを有する。端子Ｂ２は端子Ａ２に接
続され、コンデンサＣｅを通して端子ＡＩに接続されて
いる。 ［００１３］ 端子Ａ１は、第１の一方向性スイッチＴ１と、誘導子Ｌ
１と、第２の一方向性スイッチＴ２と、誘導子Ｌ２とを
通して端子Ａ３に接続されている。一方向性スイッチＴ
１とＴ２はトランジスタであり、単安定トリガ回路３の
直接出力Ｑと反転出力ＩＮＶ、Ｑとによって別々に制御
されている。図２では、これらのスイッチＴ１とＴ２は
、Ｔ１の場合にはダイオードｄ１との、Ｔ２の場合には
ダイオードｄ２との直列の接点によって表される。 ［００１４］ 前記４極子は、出力端子Ａ４に接続された入力端子Ａ２
を有する。その２つの端子は、コンデンサＣＩと、ダイ
オードＤＩと、ダイオードＤ２と並列なコンデンサＣ２
とを通して、誘導子Ｌ１とスイッチＴ２との共有点と、
スイッチＴ２と誘電子Ｌ２との共有点と、端子Ａ３との
各々に接続されている。 ［００１５］ 前記４極子の端子Ａ３は、電源装置の２つの出力端子の
一方の出力端子Ｓ１に誘導子Ｌｓを通して接続されてい
る。前記４極子の端子Ａ４は、電源装置の端子Ｓ２に接
続され、コンデンサＣｓを通して電源装置の端子Ｓ１に
接続されている。抵抗器で表される負荷Ｒは電源装置の
両出力端子の間に接続されている。誘導子Ｌｓはコンデ
ンサＣｓと共に低域フィルタを形成する。この低域フィ
ルタは電源装置の出力に配置されている。 ［００１６］ 比較器１は、電源装置の出力端子Ｓ１に接続された「＋
」入力と、直流基準電圧源Ｖに接続された「−」入力と
を有する。 ［００１７］ 比較器１の出力は発振器２の制御入力に接続され、この
発振器は、その制御信号に従って、０〜Ｉ ＡＩＨｚの
間で変化可能な周波数でパルスを送り出す。これらのパ
ルスはトリガ回路３のフリツピングを制御する。 ［００１８］ 単安定トリガ回路３の準安定状態の持続時間は２８０ｎ
ｓに固定されている。この準安定状態の持続時間の間に
、トリガ回路３はスイッチＴ１の閉じとスイッチＴ２の
開きとを引き起し、準安定状態にない時には、スイッチ
Ｔ１の開きとスイッチＴ２の閉じとを引き起す。 ［００１９］ スイッチＴｌ内を流れる電流は高周波数の半正弦電流で
あり、この電流の持続時間は、要素Ｌ１とＣ１とによっ
て形成される発振器回路の共振周波数によって決定され
、この電流の振幅は入力交流電圧Ｖの瞬時値に比例して
いる。従って、前記電流のエンベロープは、その位相の
点では、入力電圧の整流正弦信号に従う［００２０］ 要素ＬｅとＣｅとによって形成される入力高周波フィル
タは、スイッチＴｌ内を流れる電流の高周波成分を除去
することによって、主ネットワークの周波数Ｆだけに入
力電流の正弦エンベロープを保つことを可能にする。 ［００２１］ スイッチＴ１が閉じられる時には、コンデンサＣ１が、
誘導子Ｌ１を通して、入力電圧の２倍まで正弦的に充電
される。発振器回路Ｌｌ−Ｃ１が２ ＭＨｚという共振
周波数を有するが故に、この充電は高周波数で生じる。 前記コンデンサの充電は、トリガ回路３の準安定状態の
間に起こり、この準安定状態の持続時間は２８０ｎｓに
等しく、発振器回路Ｌ Ｌ −Ｃ１の半周期よりも長く
、即ち２５０ｎｓよりも長い。従って、スイッチＴ１が
開く時には、コンデンサＣ１の充電が完了されており、
即ちスイッチＴ１が開く時には、このスイッチ内には電
流が流れない。 ［００２２］ ダイオードｄ１の役割は、誘導子Ｌｌ内の電流が反転さ
せられることを防止することによって、コンデンサＣ１
の放電を防ぐことである。 ［００２３］ スイッチＴＩが開いている時に、コンデンサＣ１が充電
される。スイッチＴ１が開き且つスイッチＴ２が閉じて
いる時には、コンデンサＣ１内に蓄えられたエネルギー
が、高周波数において誘導子Ｌ２を通して正弦的に出力
負荷ＲとコンデンサＣ２との中に移される。 ［００２４］ ダイオードｄ２は、誘導子Ｌ２内に流れる電流が反転さ
せられ且つコンデンサＣ１を再充電することを防止する
。 ［００２５］ ダイオードＤ１は、誘導子Ｌ２の電流をこのダイオード
を通して分割させることによって、コンデンサＣ１が負
の電圧まで放電されることを防止する。 ［００２６］ 同様に、ダイオードＤ２は、誘導子Ｌｓの電流をこのダ
イオードを通して分割させることによって、コンデンサ
Ｃ２が負の電圧まで放電されることを防止する［００２
７］ 断続サイクルの間において、即ちスイッチＴ１の連続開
閉の間において、コンデンサＣ１内に蓄えられたエネル
ギーが、負荷Ｒによって消費されるエネルギーよりも小
さい限りは、コンデンサＣ１内に蓄えられた全エネルギ
ーが負荷Ｒによって完全に消費されるが故に、コンデン
サＣ２が充電されることが不可能である［００２８］ 断続サイクルの間に、コンデンサＣ１内に蓄えられたエ
ネルギーが、負荷Ｒによって消費されるエネルギニより
も大きい場合には、これら２つのエネルギー間の差分を
蓄えることによってコンデンサＣ２が充電される。コン
デンサＣ２内に充電されたこのエネルギーは、コンデン
サＣ１の新たな充電の前に、即ち、新たな断続サイクル
が開始される前に負荷Ｒによって消費される。 ［００２９］ 電源装置の出力電圧の制御のこの方法は、発振器回路２
によって実現される。 この発振器回路の周波数は比較器１の出力電圧によって
制御され、この比較器１は、基準電圧■に対して電源装
置の出力電圧を比較することによって誤差増幅器の役割
を果たす。前述されたように、発振器回路２によって送
られるパルスが、２８０ｎｓ間のスイッチＴ１の閉じと
、これと同一の持続時間のスイッチＴ２の開きとを引き
起こす。 ［００３０］ 電源装置の出力に現れる、主ネットワーク周波数におけ
る低残留リプルを排除するために、比較器１がその「＋
」入力に低域フィルタを有するということが留意されな
ければならない。 ［００３１］ 本発明は上記の実施例に限定されない。例えば特に、結
合トランスがスイッチＴ１の下流側において４極子の中
に挿入されることが可能である。同様に、前記一方向性
スイッチＴ１とＴ２は、例えば１つの両方向性スイッチ
と１つの半導体要素のような２つの別個の要素によって
形成されてもよく、この場合には、図２では、要素ｄ１
と要素Ｌ１が占める位置が交換されてよい。 ［００３２］ 同様に、上記の実施例では、発振器回路ＬＬ−Ｃ１の共
振周波数と交流主ネットワークの周波数との間の比率が
５０００であるが故に、発振器回路ＬＬ−Ｃ１の共振周
波数は、交流主ネットワークの周波数によりも遥るかに
高い周波数が選ばれてもよい。前記２つの周波数の間の
比率の低下に対応して発振器回路２によって発生される
最高周波数が低下させられる場合には、且つ単安定トリ
ガ回路３の準安定状態の持続時間が発振器回路ＬＬ−Ｃ
１の半周期よりも等しいか又は僅かに太きいままである
ように前記準安定状態の持続時間が設定される場合には
、前記２つの周波数の間の比率が（１０００よりは大き
い値であるが）より小さい値であることが可能である。 しかし、コンデンサＣ１充放電の１秒間当たりの回数が
多くなればなるほど、前記負荷に伝送される電力が大き
くなるということが留意されなげればならない。従って
このことは、回路２の最高断続周波数及び望ましい最高
周波数に関するＬｌとＣ１との値を決定することを可能
にする。
【図１１
従来技術による電源装置の概略図である。
【図２１
本発明による電源装置の概略図である。
【符号の説明】
Ａｌ、Ａ２．Ａ３．Ａ４ 端子
Ｂｌ、Ｂ２ 出力端子
Ｃｅ、Ｃｓ、Ｃ１，Ｃ２コニ／アンサ
ｄｉ、ｄ２．Ｄｉ、Ｄ２ ダイオードＬｌ、Ｌ２．Ｌ
ｅ、Ｌｓ 誘導子 Ｐ 整流器ブリッジ Ｒ抵抗器 Ｔ１ 第１一方向性スイッチ Ｔ２ 第２一方向性スイッチ ■ 入力交流電圧 ■ 直流基準電圧 １ 比較器 ２ 発振器回路 ３ 単安定トリガ回路 Ｑ 単安定トリガ回路直接出力 ＩＮＶ、Ｑ 単安定トリガ回路反転出力
ｅ、Ｌｓ 誘導子 Ｐ 整流器ブリッジ Ｒ抵抗器 Ｔ１ 第１一方向性スイッチ Ｔ２ 第２一方向性スイッチ ■ 入力交流電圧 ■ 直流基準電圧 １ 比較器 ２ 発振器回路 ３ 単安定トリガ回路 Ｑ 単安定トリガ回路直接出力 ＩＮＶ、Ｑ 単安定トリガ回路反転出力
【図１】
図面
ン
【図２】
〉
り
Claims (2)
- 【請求項１】１つの全波整流器回路と、１つの高周波フ
ィルタと、１つの４極子と、出力電圧を送り出す１つの
低周波フィルタを有する交直流チョッパコンバータ型の
電源装置であって、前記４極子が、第１入力及び第２入
力と、第１出力及び第２出力と、第１端子及び第２端子
を有する第１コンデンサ及び第２コンデンサと、第１端
子及び第２端子を有する第１の一方向性導体及び第２の
一方向性導体と、この後に、前記第１入力と前記第１出
力との間に、第１の一方向性スイッチと、第１の誘導子
と、前記第１コンデンサの第１端子と、第２の一方向性
スイッチと、前記第１一方向性導体の第１端子と、第２
誘導子と、前記第２コンデンサ及び前記第２一方向性導
体の第１端子とを含み、前記第１及び第２コンデンサと
前記第１及び第２一方向性導体との第２端子が、前記４
極子の前記第２入力及び前記第２出力に接続され、更に
前記電源装置が、トリガパルスを与えるための、出力電
圧に応じて制御される１つの発振器回路と、そのトリガ
パルスを受け取る１つの単安定回路とを備えており、前
記単安定回路では、その準安定状態が、前記第１誘導子
と前記第１コンデンサとによって形成される発振器回路
の共振周波数の逆数よりも僅かに大きな持続時間を有し
、前記単安定回路が準安定状態にある時には前記第１ス
イッチの閉じと前記第２スイッチの開きとを作動させ、
準安定状態にない時にはその逆に前記第１スイッチの開
きと前記第２スイッチの閉じとを作動させる交直流チョ
ッパコンバータ型の電源装置。 - 【請求項２】前記整流器回路が、所定の周波数を有する
交流電圧を与える主ネットワークに接続され、前記発振
器回路の共振周波数が前記所定の周波数の１０００倍よ
りも高い請求項１に記載の電源装置。
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