JPH04368471A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、商用交流電源からの入
力電圧をスイッチング素子により所定の動作周波数でス
イッチングして入力力率を改善するチョッパー装置を利
用した電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、商用電源の交流電圧を整流平滑し
た直流電圧をインバータ装置に入力し、インバータ装置
によって高周波に変換して放電灯に供給し、放電灯を高
周波点灯させる放電灯点灯装置が広く用いられている。 この種の点灯装置において、商用交流電圧の整流出力を
平滑しているのは、放電灯に供給される高周波電流の包
絡線が商用交流周期で変動しないようにすることにより
、放電灯の再点弧現象を実質的に無くし、放電灯の発光
効率を向上させて装置の消費電力を少なくし、また、光
のちらつきも無くして、照明装置としての性能を向上さ
せるためである。

【０００３】しかしながら、商用交流電圧を整流平滑す
ると、商用電源から平滑コンデンサへ流入する電流が商
用交流電圧のピーク値付近でのみ流れることになり、商
用交流電圧の半サイクル毎に休止期間を持つピーク値の
高い電流となるため、入力力率が悪くなる。また、交流
基本周波数に対して多くの高次高調波電流成分を含むこ
とになり、同じ交流配電系に接続される他の機器への高
周波ノイズの混入等の悪影響があった。そのため、入力
電流の力率を高くすると共に、高調波成分を低減し、且
つ可能な限り平坦な直流平滑電圧をインバータに供給す
るために、以下に述べるような工夫がなされている。

【０００４】図７は従来例の回路図である。この回路に
あっては、全波整流器ＤＢ１　と平滑コンデンサＣ１　
の間に、昇圧型チョッパーＣＨＰを挿入したものである
。平滑コンデンサＣ１　に得られる直流電圧はインバー
タ装置１により高周波電圧に変換されて負荷２に供給さ
れる。 昇圧型チョッパーＣＨＰは、全波整流器ＤＢ１　の整流
出力端にスイッチング用のトランジスタＱ１　を介して
チョークＬ１　を接続し、トランジスタＱ１　の両端に
逆流阻止用のダイオードＤ１　を介して平滑コンデンサ
Ｃ１　を接続して構成されている。駆動回路３によりス
イッチング用のトランジスタＱ１　を高周波でスイッチ
ングすることにより、トランジスタＱ１　のオン期間で
チョークＬ１　にエネルギーを蓄積し、トランジスタＱ
１　のオフ期間でチョークＬ１　の自己誘導起電力を全
波整流器ＤＢ１　の整流出力と重畳して平滑コンデンサ
Ｃ１　に充電する。これにより、全波整流器ＤＢ１　の
整流出力端に得られるピーク電圧よりも高い電圧が平滑
コンデンサＣ１　に充電される。 この回路方式では、商用電源Ｖｓからの入力電流Ｉｉｎ
には休止期間がほとんど発生しないという利点があり、
また、入力力率が高く、しかも入力電流の高調波成分を
低く抑えることが可能である。

【０００５】図８は昇圧型チョッパーＣＨＰの回路構成
を示している。昇圧型チョッパーＣＨＰの入力電圧をＶ
０　とすると、トランジスタＱ１　のオン期間にはイン
ダクタＬ１　に直線的に増加する電流が流れる。トラン
ジスタＱ１　のオン期間をｔ０　とすると、インダクタ
Ｌ１　に流れる電流のピーク値は、図９に示すように、
ｔ０　×（Ｖ０　／Ｌ１　）となる。駆動回路３では、
トランジスタＱ１　の動作周波数を固定して、オン／オ
フ・デューティを制御することにより、平滑コンデンサ
Ｃ１　の電圧を制御するものである。

【０００６】図１０は昇圧型チョッパーＣＨＰの入力電
圧が高い場合、図１１は昇圧型チョッパーＣＨＰの入力
電圧が低い場合について、（ａ）トランジスタＱ１　へ
のＯＮ信号、（ｂ）トランジスタＱ１　に流れる電流、
（ｃ）チョークＬ１　に流れる電流、（ｄ）トランジス
タＱ１　の両端電圧の各波形を示している。このように
、トランジスタＱ１　の動作周波数を固定してオン／オ
フ・デューティを制御する場合には、チョッパーチョー
クＬ１　に流れる電流に休止期間が生じ、その休止期間
の長さは入力電圧の大きさに応じて変化する。なお、休
止期間が無くなり、チョークＬ１　に電流が流れている
ときに、トランジスタＱ１　をＯＮさせると、トランジ
スタＱ１　に急峻な電流が流れて、ストレスも大きくな
る。したがって、チョークＬ１　に流れる電流が無くな
った後に、トランジスタＱ１　をＯＮさせることが必要
である。このような動作周波数を固定とした制御方式で
は、チョークＬ１　の使い方が効率的ではなく、また、
トランジスタＱ１　の両端には休止期間に浮遊容量等の
影響で共振電圧が発生して、ノイズレベルが高くなると
いう問題がある。

【０００７】図１２は昇圧型チョッパーＣＨＰの他の制
御方式を示している。この回路では、トランジスタＱ１
　の動作周波数を可変とし、オン／オフ・デューティを
固定としている。駆動回路は、スイッチングレギュレー
タ用の汎用ＩＣ（シーメンス社製ＴＤＡ４８１４Ａ）を
使用しており、チョッパー用チョークＬ１　に流れる電
流が無くなるのを検出して、トランジスタＱ１　をオン
させるものである。以下、この回路の動作原理について
説明する。入力電圧を抵抗Ｒ１　，Ｒ２　の分圧により
検出し、更に抵抗Ｒ４　，Ｒ５　の分圧により平滑コン
デンサＣ１　の両端電圧を検出して、これらを乗算する
ことにより、トランジスタＱ１　に流す電流のピーク値
の目標波形値を決めている。そして、トランジスタＱ１
　に流れる電流を抵抗Ｒ３　により検出する。したがっ
て、トランジスタＱ１　に流すピーク値の目標波形値と
同じ電流がトランジスタＱ１　に流れたとき、トランジ
スタＱ１　をＯＦＦさせることによってトランジスタＱ
１　のＯＮ期間が決定される。このように制御すれば、
トランジスタＱ１　に流れる電流のピーク値は入力電圧
波形と同じ正弦波上の点となる。なお、トランジスタＱ
１　をオンさせるタイミングは、チョークＬ１　の２次
巻線の電圧を検出することにより、チョークＬ１　に流
れる電流が無くなった時点でＩＣ（シーメンス社製ＴＤ
Ａ４８１４Ａ）に同期信号が入り、トランジスタＱ１　
をオンさせる。

【０００８】図１３は昇圧型チョッパーＣＨＰの入力電
圧が高い場合、図１４は昇圧型チョッパーＣＨＰの入力
電圧が低い場合について、（ａ）トランジスタＱ１　へ
のＯＮ信号、（ｂ）トランジスタＱ１　に流れる電流、
（ｃ）チョークＬ１　に流れる電流、（ｄ）トランジス
タＱ１　の両端電圧の各波形を示している。このように
、トランジスタＱ１　の動作周波数を可変とし、入力電
圧が高い場合には、図１３に示すようにスイッチング周
波数を低く、入力電圧が低い場合には、図１４に示すよ
うにスイッチング周波数を高くするように制御すれば、
チョッパーチョークＬ１　に流れる電流に休止期間が生
じることはなくなる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、図１２に示
すような周波数可変の制御を行う場合には、次のような
問題点がある。図１４に示すように、入力電圧が低くな
ると、スイッチング周波数が高くなるが、入力電圧が特
に低くなって０Ｖ近傍となった場合においては、入力力
率や電流歪みには余り影響の無い領域であるにもかかわ
らず、チョッパーのスイッチング周波数が高くなり、ト
ランジスタＱ１　を動作させるための駆動回路３での電
力ロスが大きくなるという問題がある。

【００１０】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、チョッパー式の電
源装置において、商用電源からの入力電圧が所定電圧以
下となる期間でのスイッチングによる電力ロスを低減さ
せることにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、交流電源からの入
力電圧の瞬時値に応じてスイッチング素子の動作周波数
を変化させて、入力電流の包絡線を正弦波状とするチョ
ッパー装置において、入力電圧が所定電圧以下では、ス
イッチング素子の動作周波数を一定化する手段、又は、
スイッチング動作を停止させる手段を備えることを特徴
とするものである。

【００１２】ここで、所定電圧としては、入力電圧のピ
ーク値の０．３７倍以下とすることが好ましい。

【００１３】

【作用】図６に示すように、入力電流が０〜θ０　、π
−θ０　〜π＋θ０　、２π−θ０　〜２πの区間、入
力電流に休止が生じたときの力率を求める。入力電圧、
入力電流のピーク値をそれぞれＶ０　，Ｉ０　とすると
、

【００１４】

【数１】

【００１５】

【数２】

【００１６】

【数３】

【００１７】

【数４】 一般に、０．８５以上を高力率と呼んでいるが、特性ば
らつき等で１０％の余裕を考慮して、０．８５×１．１
＝０．９３５となる。よって、ψ≧０．９３５であれば
、入力電流に休止角が生じても十分に高力率と言える。 したがって、

【００１８】

【数５】

【００１９】故に、θ０　≦０．３８である。つまり、
Ｖ０　・ｓｉｎθ０　＝０．３７×Ｖ０　の電圧以下に
関しては、入力電流を流さなくとも特性ばらつきを含め
ても高力率として扱うことができる。本発明は上記の原
理に着目したものであり、入力電圧が所定電圧（入力電
圧のピーク値の０．３７倍）以下のときには、動作周波
数を一定化して、チョッパー用のスイッチング素子のオ
ン期間を長くすることにより、動作周波数が高くなるこ
とを防止したものである。また、入力電圧が所定電圧以
下のときには、請求項２記載の発明のように、スイッチ
ング動作を停止させても、力率改善効果は十分に得るこ
とができ、しかもスイッチング素子における電力損失を
低減する作用は更に高くなる。

【００２０】

【実施例】図１は本発明の一実施例の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。商用電源Ｖｓは全
波整流器ＤＢ１　の交流入力端子に接続されている。全
波整流器ＤＢ１　の直流出力端子には、抵抗Ｒ１　，Ｒ
２　の直列回路が並列接続されると共に、チョッパー用
のチョークＬ１　とスイッチング用のトランジスタＱ１
　と抵抗Ｒ３　の直列回路が並列接続されている。トラ
ンジスタＱ１　と抵抗Ｒ３　の直列回路には、逆流防止
用のダイオードＤ１　を介して平滑用のコンデンサＣ１
　が接続されている。コンデンサＣ１　には抵抗Ｒ４　
，Ｒ５　の直列回路が並列接続されると共に、インバー
タ装置１の直流入力端子が並列接続されている。インバ
ータ装置１の高周波出力端子には、負荷２が並列接続さ
れている。チョッパー用チョークＬ１　の２次巻線Ｌ２
　には抵抗Ｒ６　が接続されており、抵抗Ｒ６　に生じ
る電圧はスイッチングレギュレータ用の汎用ＩＣ（シー
メンス製ＴＤＡ４８１４Ａ）の１４番端子に接続されて
いる。抵抗Ｒ４　，Ｒ５　の接続点は上記ＩＣの１２番
端子に接続されると共に、抵抗Ｒ７　とコンデンサＣ２
　の並列回路を介して上記ＩＣの１３番端子に接続され
ている。全波整流器ＤＢ１　の直流出力端子には、抵抗
Ｒ８　を介してコンデンサＣ３　とツェナダイオードＺ
Ｄ１　の並列回路が接続されている。コンデンサＣ３　
の両端に生じる電圧は、上記ＩＣの１番端子と３番端子
の間に印加されている。抵抗Ｒ１　とＲ２　の接続点は
、上記ＩＣの１１番端子に接続されると共に、抵抗Ｒ９
　を介して上記ＩＣの３番端子に接続されている。トラ
ンジスタＱ１　と抵抗Ｒ３　の接続点は上記ＩＣの４番
端子に接続されている。また、上記ＩＣの２番端子はト
ランジスタＱ１　のゲートに接続されている。ここで、
上記ＩＣ（シーメンス製ＴＤＡ４８１４Ａ）は、図１２
に示すように、オペアンプＯＰと乗算器ＭＸ、コンパレ
ータＣＰ、アンド回路＆、フリップフロップＦＦ、並び
にその他のロジック回路で構成されている。

【００２１】以下、本実施例の動作について説明する。 この回路では、抵抗Ｒ１　，Ｒ２　の分圧により入力電
圧を検出し、この検出電圧に対して更に抵抗Ｒ９　を通
じてコンデンサＣ３　の直流電圧を加えることにより、
上記ＩＣ（シーメンス製ＴＤＡ４８１４Ａ）の１１番端
子には、図２に示すように、谷埋めされた正弦波の整流
電圧が印加される。さらに、抵抗Ｒ４　，Ｒ５　の分圧
により平滑コンデンサＣ１　の両端電圧を検出して、こ
れらを乗算することにより、トランジスタＱ１　に流す
電流のピーク値の目標波形値を決めている。そして、ト
ランジスタＱ１　に流れる電流を抵抗Ｒ３　の電圧によ
り検出する。

【００２２】このような回路においては、図２のＡ期間
では、入力電圧が高くなるにつれて、スイッチング周波
数が低く、入力電圧が低くなるにつれて、スイッチング
周波数が高くなる。しかしながら、図２のＢ期間では、
入力電圧の大きさにかかわらず、トランジスタＱ１　に
流す電流のピーク値の目標波形は一定である。言い換え
れば、図２のＢ期間では、入力電圧が低いほど、トラン
ジスタＱ１　のオン期間が長くならなければ、目標波形
の電流値が得られないことになる。したがって、Ｂ期間
では、入力電圧が低くなるほど、トランジスタＱ１　の
オン期間が長くなり、動作周波数が高くなるのを防止し
ている。

【００２３】図３は本発明の他の実施例の回路図である
。この実施例では、全波整流器ＤＢ１　の出力端にコン
デンサＣ４　を並列的に接続することにより、全波整流
器ＤＢ１　に高周波の電流が流れないようにしたもので
ある。上記ＩＣの１１番端子への印加電圧を谷埋めする
ための抵抗Ｒ９　が無い図１２の従来例に示すような制
御を行った場合、図４に示すように、入力電圧の低い期
間においては、コンデンサＣ４　の電圧が入力電圧より
も高くなり、この期間には入力電流が流れず、入力力率
や電流歪みが悪くなるという問題がある。これに対して
、本実施例においては、上記ＩＣの１１番端子への印加
電圧を谷埋めするための抵抗Ｒ９　を設けたので、入力
電圧の低い期間においては、トランジスタＱ１　のＯＮ
期間が長くなり、コンデンサＣ４　の電荷の放出量が多
くなる。このため、コンデンサＣ４　の電圧が入力電圧
よりも高くなる期間は従来例に比べて短くなり、入力電
流の休止期間が短くなるため、入力力率や入力電流歪み
の点で有利である。

【００２４】図５は本発明の別の実施例の回路図である
。この実施例では、全波整流器ＤＢ１　の出力端の電圧
を抵抗Ｒ１０，Ｒ１１により分圧した電圧をバッファ回
路ＩＣ１　に入力し、トランジスタＱ１　のゲートをダ
イオードＤ２　のアノード・カソード間を介してバッフ
ァ回路ＩＣ１　の出力に接続したものである。その他の
回路構成については図１２の従来例と同様であり、谷埋
め用の抵抗Ｒ９は省略されている。入力電圧が所定電位
よりも低くなった場合には、バッファ回路ＩＣ１　の出
力がＬｏｗレベルとなり、ダイオードＤ２　を介してト
ランジスタＱ１　のゲート電位をＬｏｗレベルにクラン
プするので、トランジスタＱ１　は強制的にＯＦＦされ
る。これにより、入力電圧の低い期間でのスイッチング
周波数が高くなることを防止している。

【００２５】

【発明の効果】本発明の電源装置では、上述のように、
交流電源からの入力電圧の瞬時値が低い期間には、チョ
ッパー装置のスイッチング素子の動作周波数を一定化し
てスイッチング素子のオン期間を長くするか、あるいは
、スイッチング素子を強制的にオフさせて、動作周波数
が高くなることを防止しているので、スイッチング素子
を動作させるための駆動回路における電力ロスが低減で
き、装置全体としての効率を改善できるという効果があ
る。

【００２６】なお、交流電源を全波整流する全波整流器
の出力端にコンデンサが並列的に接続された実施例にお
いては、入力力率の改善や入力電流の高調波歪みの低減
の効果も得られるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の回路図である。

【図２】本発明の一実施例の動作波形図である。

【図３】本発明の他の実施例の回路図である。

【図４】本発明の他の実施例の動作波形図である。

【図５】本発明の別の実施例の回路図である。

【図６】本発明の別の実施例の動作波形図である。

【図７】従来例の回路図である。

【図８】従来例に用いるチョッパー装置の回路図である
。

【図９】従来例に用いるチョッパー装置の動作波形図で
ある。

【図１０】従来例の入力電圧が高い場合の動作波形図で
ある。

【図１１】従来例の入力電圧が低い場合の動作波形図で
ある。

【図１２】他の従来例の回路図である。

【図１３】他の従来例の入力電圧が高い場合の動作波形
図である。

【図１４】他の従来例の入力電圧が低い場合の動作波形
図である。

【符号の説明】

Ｖｓ　　　　　　商用電源 ＤＢ１　　　　　全波整流器 Ｌ１　　　　　　　チョッパー用のチョークＱ１　　　
　　　　スイッチング用のトランジスタＤ１　　　　　
　　ダイオード Ｃ１　　　　　　　平滑コンデンサ １　　　　　　　　インバータ装置 ２　　　　　　　　負荷 ３　　　　　　　　駆動回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　　　交流電源からの入力電圧の瞬時値
   に応じてスイッチング素子の動作周波数を変化させて、
   入力電流の包絡線を正弦波状とするチョッパー装置にお
   いて、入力電圧が所定電圧以下では、スイッチング素子
   の動作周波数を一定化する手段を備えることを特徴とす
   る電源装置。
2. 【請求項２】　　　　交流電源からの入力電圧の瞬時値
   に応じてスイッチング素子の動作周波数を変化させて、
   入力電流の包絡線を正弦波状とするチョッパー装置にお
   いて、入力電圧が所定電圧以下では、スイッチング動作
   を停止させる手段を備えることを特徴とする電源装置。