JPH0416970B2 - - Google Patents
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- JPH0416970B2 JPH0416970B2 JP3196885A JP3196885A JPH0416970B2 JP H0416970 B2 JPH0416970 B2 JP H0416970B2 JP 3196885 A JP3196885 A JP 3196885A JP 3196885 A JP3196885 A JP 3196885A JP H0416970 B2 JPH0416970 B2 JP H0416970B2
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- signal
- audio signal
- attenuator
- input terminal
- analog switch
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/86—Arrangements characterised by the broadcast information itself
- H04H20/88—Stereophonic broadcast systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
- H04H20/46—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95
- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/48—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for FM stereophonic broadcast systems
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、不要スペクトラムの低減を図つた
FMステレオ放送のマルチプレツクス変調回路
（以下、MPX変調回路という）に関するものであ
る。
FMステレオ放送のマルチプレツクス変調回路
（以下、MPX変調回路という）に関するものであ
る。
従来からFM放送用MPX変調回路には、マト
リクス形とスイツチング形の変調回路が用いられ
ている。
リクス形とスイツチング形の変調回路が用いられ
ている。
FMステレオ放送信号を第２図で説明する。左
右の音声信号（Ｌ，Ｒ）の和信号（Ｌ＋Ｒ）３１
が、主信号として50Hz〜15kHzを占有し、差信号
（Ｌ−Ｒ）が38kHzの搬送波で搬送波抑圧変調さ
れた副信号３２として、38kHz±15kHz、すなわ
ち、23kHz〜53kHzの帯域を占有している。復調
時に搬送波を再生するのに必要なパイロツト信号
３３は38kHzの搬送波の1/2の周波数である19kHz
で位相も同期している。
右の音声信号（Ｌ，Ｒ）の和信号（Ｌ＋Ｒ）３１
が、主信号として50Hz〜15kHzを占有し、差信号
（Ｌ−Ｒ）が38kHzの搬送波で搬送波抑圧変調さ
れた副信号３２として、38kHz±15kHz、すなわ
ち、23kHz〜53kHzの帯域を占有している。復調
時に搬送波を再生するのに必要なパイロツト信号
３３は38kHzの搬送波の1/2の周波数である19kHz
で位相も同期している。
マトリツクス形のMPX変調回路は、左音声信
号と、右音声信号の２つのステレオ音声信号を和
信号と差信号の２つの信号に置き換えて、このう
ち差信号を38kHzの搬送波で、搬送波抑圧振幅変
調し、和信号と合成してコンポジツト信号を得る
ものである。また、時分割合成することで、コン
ポジツト信号を得る方法もあり、これをスイツチ
ング形のMPX変調回路という。
号と、右音声信号の２つのステレオ音声信号を和
信号と差信号の２つの信号に置き換えて、このう
ち差信号を38kHzの搬送波で、搬送波抑圧振幅変
調し、和信号と合成してコンポジツト信号を得る
ものである。また、時分割合成することで、コン
ポジツト信号を得る方法もあり、これをスイツチ
ング形のMPX変調回路という。
従来のMPX変調回路では、搬送波抑圧振幅変
調を行なう際50％のデユーテイー比の方形波を搬
送波に用いる為、方形波の高周波によつても搬送
波抑圧振幅変調されて不要スペクトラムが多量に
発生する。このため、ローパス・フイルター（以
下LPF）を用いて除去する必要がある。
調を行なう際50％のデユーテイー比の方形波を搬
送波に用いる為、方形波の高周波によつても搬送
波抑圧振幅変調されて不要スペクトラムが多量に
発生する。このため、ローパス・フイルター（以
下LPF）を用いて除去する必要がある。
例えば、搬送波の第３次高調波による影響は、
レベルにおいては、基本変調波の1/3≒−10dBで
ある。周波数においては、搬送波38kHzの３倍の
114kHzで、これに音声変調がかかるため、114k
Hz±15kHzすなわち、99kHz〜129kHzの範囲に影
響がでる。このように、搬送波の第３次高調波に
よる占有帯域の下限はすでに示した基本波の占有
帯域の上限53kHzからみて、0.9オクターブ程度し
か離れていない。この為、不要スペクトラムを−
440dB（１／100）以下にするには、−30dB／oct以上 の急峻なカツトオフ特性を持つLPFを使用する
必要がある。
レベルにおいては、基本変調波の1/3≒−10dBで
ある。周波数においては、搬送波38kHzの３倍の
114kHzで、これに音声変調がかかるため、114k
Hz±15kHzすなわち、99kHz〜129kHzの範囲に影
響がでる。このように、搬送波の第３次高調波に
よる占有帯域の下限はすでに示した基本波の占有
帯域の上限53kHzからみて、0.9オクターブ程度し
か離れていない。この為、不要スペクトラムを−
440dB（１／100）以下にするには、−30dB／oct以上 の急峻なカツトオフ特性を持つLPFを使用する
必要がある。
通常、このような急峻な特性のLPFとして、
７次ないし11次のチエビチエフ形LPFが、使わ
れるが、LPFの位相特性が大変悪く、コンポジ
ツト信号とパイロツト信号との位相差が生じ易
い。その上、通過帯域内にも、リツプルが出易
く、更に50kHz近辺の側帯板も若干除かれてしま
い、和信号と差信号の変調波とのレベル差が生じ
る。このため、50Hz〜15kHzの全音声入力帯域、
特に高域で高セパレーシヨンを確保するのは、極
めて困難である。
７次ないし11次のチエビチエフ形LPFが、使わ
れるが、LPFの位相特性が大変悪く、コンポジ
ツト信号とパイロツト信号との位相差が生じ易
い。その上、通過帯域内にも、リツプルが出易
く、更に50kHz近辺の側帯板も若干除かれてしま
い、和信号と差信号の変調波とのレベル差が生じ
る。このため、50Hz〜15kHzの全音声入力帯域、
特に高域で高セパレーシヨンを確保するのは、極
めて困難である。
又、LPF自身、温度変化や湿気に弱く、経時
変化を生じ易く信頼性を悪化させる欠点がある。
変化を生じ易く信頼性を悪化させる欠点がある。
なお、マトリツクス形のMPX変調回路の場合、
アナログ掛算器を用いて、適正量の38kHzの正弦
波で、搬送波抑圧振幅変調を行えば、（これを非
飽和式マトリクス形という）高調波を発生しない
が信号系路が和信号と、差信号で異なるため遅延
時間差やレベル差が生じ易い。更に搬送波のレベ
ル変動が、直接差信号の変調波のレベル変動にな
り、温度や電源電圧の変化によるアナログ掛算器
の伝達関数の変化も直接、差信号の変調波のレベ
ル変動につながる。このような差信号の変調波の
レベル変動は、すなわち、和信号と差信号との利
得差になり、やはり分離度を悪化させる。たとえ
ば、和信号と差信号との間に、0.1dBの利得差が
あるだけで、分離度は、40dB程度しか確保でき
なくなる。
アナログ掛算器を用いて、適正量の38kHzの正弦
波で、搬送波抑圧振幅変調を行えば、（これを非
飽和式マトリクス形という）高調波を発生しない
が信号系路が和信号と、差信号で異なるため遅延
時間差やレベル差が生じ易い。更に搬送波のレベ
ル変動が、直接差信号の変調波のレベル変動にな
り、温度や電源電圧の変化によるアナログ掛算器
の伝達関数の変化も直接、差信号の変調波のレベ
ル変動につながる。このような差信号の変調波の
レベル変動は、すなわち、和信号と差信号との利
得差になり、やはり分離度を悪化させる。たとえ
ば、和信号と差信号との間に、0.1dBの利得差が
あるだけで、分離度は、40dB程度しか確保でき
なくなる。
本発明の目的は、急峻な特性を持つLPFや、
アナログ掛算器を用いずに、高信頼性と高性能を
両立したMPX変調回路を提供することである。
アナログ掛算器を用いずに、高信頼性と高性能を
両立したMPX変調回路を提供することである。
〔問題点を解決するための手段〕
本発明によれば、左音声信号を入力する第１の
入力端子と、この左音声信号と多段階に分圧する
第１のアツテネターと、この第１のアツテネター
の出力を入力する第１の多チヤンネル入力アナロ
グスイツチと、可変アツテネターと右音声信号を
入力する第２の入力端子と、この右音声信号を入
力し、右音声信号を多段階に分圧する第２のアツ
テネターと、この第２のアツテネターの出力を入
力する第２の多チヤンネルアナログスイツチと、
第１および第２の多チヤンネル入力アナログスイ
ツチの各出力を合成する合成回路と、とを有し、
第１および第２の多チヤンネル入力アナログスイ
ツチに38kHzの周期で疑似正弦波状に伝達特性が
変化するようなタイミング信号を供給したMPX
変調回路を得る。
入力端子と、この左音声信号と多段階に分圧する
第１のアツテネターと、この第１のアツテネター
の出力を入力する第１の多チヤンネル入力アナロ
グスイツチと、可変アツテネターと右音声信号を
入力する第２の入力端子と、この右音声信号を入
力し、右音声信号を多段階に分圧する第２のアツ
テネターと、この第２のアツテネターの出力を入
力する第２の多チヤンネルアナログスイツチと、
第１および第２の多チヤンネル入力アナログスイ
ツチの各出力を合成する合成回路と、とを有し、
第１および第２の多チヤンネル入力アナログスイ
ツチに38kHzの周期で疑似正弦波状に伝達特性が
変化するようなタイミング信号を供給したMPX
変調回路を得る。
次に、図面を参照して本発明を説明する。
まず、第１図を用いて本発明の原理を説明す
る。入力端子１に左音声信号を受け、これを抵抗
アツテネター３を介して多チヤンネルアナログス
イツチ５に加え、さらにバツフアーアンプ７を介
して、抵抗９の一端に与える。同様に、右音声信
号を入力端子２に加え、抵抗アツテネター４を介
して多チヤンネルアナログスイツチ６に供給し、
さらにバツフアーアンプ８を介して、抵抗１０の
一端に与える。抵抗９と１０の他方端同志を共通
に接続し、その接続点よりLPF１１を介してフ
エイズ・シフター１２に与え、その出力を出力端
１３に供給する。更に、多チヤンネルアナログス
イツチ５，７にタイミング信号を与えるタイミン
グデコーダー１４を有している。
る。入力端子１に左音声信号を受け、これを抵抗
アツテネター３を介して多チヤンネルアナログス
イツチ５に加え、さらにバツフアーアンプ７を介
して、抵抗９の一端に与える。同様に、右音声信
号を入力端子２に加え、抵抗アツテネター４を介
して多チヤンネルアナログスイツチ６に供給し、
さらにバツフアーアンプ８を介して、抵抗１０の
一端に与える。抵抗９と１０の他方端同志を共通
に接続し、その接続点よりLPF１１を介してフ
エイズ・シフター１２に与え、その出力を出力端
１３に供給する。更に、多チヤンネルアナログス
イツチ５，７にタイミング信号を与えるタイミン
グデコーダー１４を有している。
次に動作の説明を行なう。
入力端子１に左の音声信号を入力する。入力さ
れた音声信号は抵抗アツテネター３に入るが、抵
抗アツテネター３は多チヤンネルアナログスイツ
チ５と組み合わせて、可変減衰量のアツテネター
を構成している。抵抗値を適正な値とし、タイミ
ングデコーダー１４よりアナログスイツチのチヤ
ンネルを順次切り換えられるように信号を与える
ことにより、(1)式に示す伝達関数fL（ｔ）に伝達
特性を近似できる疑似正弦波の伝達特性を持つア
ナログ掛算器を構成し、変調された音声信号は、
バツフアー７を介し、抵抗９に与えられて左音声
の変調信号を得る。
れた音声信号は抵抗アツテネター３に入るが、抵
抗アツテネター３は多チヤンネルアナログスイツ
チ５と組み合わせて、可変減衰量のアツテネター
を構成している。抵抗値を適正な値とし、タイミ
ングデコーダー１４よりアナログスイツチのチヤ
ンネルを順次切り換えられるように信号を与える
ことにより、(1)式に示す伝達関数fL（ｔ）に伝達
特性を近似できる疑似正弦波の伝達特性を持つア
ナログ掛算器を構成し、変調された音声信号は、
バツフアー７を介し、抵抗９に与えられて左音声
の変調信号を得る。
fL（ｔ）＝１／２（１＋coswt）
（ｗ＝2πf，ｆ＝38kHz） ……(1)
同様に入力端子２に加えられた右音声信号は抵抗
アツテネター４と、多チヤンネルアナログスイツ
チ６とタイミングデコーダー１４により(2)式に示
す伝達関数fL（ｔ）とに近似される伝達関数をも
つアナログ掛算器を構成しバツフアー８と、抵抗
１０に与えて右音声の変調信号を得る。
アツテネター４と、多チヤンネルアナログスイツ
チ６とタイミングデコーダー１４により(2)式に示
す伝達関数fL（ｔ）とに近似される伝達関数をも
つアナログ掛算器を構成しバツフアー８と、抵抗
１０に与えて右音声の変調信号を得る。
fR（ｔ）＝１／２（１−coswt）
（ｗ＝2πf，ｆ＝38kHz） ……(2)
このように合成された左と右の音声変調信号
は、抵抗９と１０との直列回路で加算される。そ
の後、LPF１１で疑似正弦波のわずかな高調波
を除去しフエイズ・シフター１２で、LPFの位
相回転の補正を行ない出力端１３へコンポジツト
信号を出力する。
は、抵抗９と１０との直列回路で加算される。そ
の後、LPF１１で疑似正弦波のわずかな高調波
を除去しフエイズ・シフター１２で、LPFの位
相回転の補正を行ない出力端１３へコンポジツト
信号を出力する。
このようにすることにより変調時に生じる高調
波成分は、等価的に疑似正弦波で乗算したものに
なる為、非常に減少し、残つた高調波も高次のも
のになるので簡単に除去できる。
波成分は、等価的に疑似正弦波で乗算したものに
なる為、非常に減少し、残つた高調波も高次のも
のになるので簡単に除去できる。
この方式は、LPFが簡素化でき、アナログス
イツチのON抵抗も無視でき抵抗アツテネターの
相対値でほとんど精度が決まり、抵抗の温度係数
も相殺されるので安定性に優れ再現性も高い。
イツチのON抵抗も無視でき抵抗アツテネターの
相対値でほとんど精度が決まり、抵抗の温度係数
も相殺されるので安定性に優れ再現性も高い。
こうした結果、従来のスイツチング形や、非飽
和マトリクス式で生じた問題が解消できる。
和マトリクス式で生じた問題が解消できる。
まず、従来のスイツチング形と比べると、
LPFが簡単なもので済むのでLPFによる差信号
の変調帯域の位相回転や減衰がほとんどなく又、
その補正も容易であるので、50Hz〜15kHzの音声
全帯域にわたり分離度が非常に良く、しかも温度
変化、湿度、振動、経時変化といつたものに対
し、ほとんど影響を受けず組み立て後の調整も容
易である。
LPFが簡単なもので済むのでLPFによる差信号
の変調帯域の位相回転や減衰がほとんどなく又、
その補正も容易であるので、50Hz〜15kHzの音声
全帯域にわたり分離度が非常に良く、しかも温度
変化、湿度、振動、経時変化といつたものに対
し、ほとんど影響を受けず組み立て後の調整も容
易である。
又、非飽和形マトリクス形と比べると、和信号
と差信号の変調波は同一経路を通つているので独
立した経路を通ることによる和信号と差信号の変
調破との利得差や遅延時間差は起こらず、アナロ
グ掛算器を用いないため搬送波レベルや温度や電
源電圧の変化により、差信号の変調レベルが変化
し分離度を悪化させることは全くない。
と差信号の変調波は同一経路を通つているので独
立した経路を通ることによる和信号と差信号の変
調破との利得差や遅延時間差は起こらず、アナロ
グ掛算器を用いないため搬送波レベルや温度や電
源電圧の変化により、差信号の変調レベルが変化
し分離度を悪化させることは全くない。
このように本発明はマトリクス回路やアナログ
掛算器の不要なスイツチング形の長所とLPFの
悪影響を受けない非飽和形のマトリクス形の長所
を兼ねそなえている。
掛算器の不要なスイツチング形の長所とLPFの
悪影響を受けない非飽和形のマトリクス形の長所
を兼ねそなえている。
次に第３図を用いて本発明をFM放送用ステレ
オMPX変調回路に適用した一実施例を説明する。
尚、第１図と対応する部分には同じ参照符号を付
した。左チヤンネルの入力端子１では左音声信号
を受け右チヤンネルの入力端子２では右音声信号
を受ける。抵抗アツテネータ３，４はそれぞれ16
の出力を有している。従つて多チヤンネル入力の
アナログマルチプレクサ５，６はそれぞれ16の入
力を持つている。タイミングデコーダー１４では
1216kHzの原発振信号を分周した608kHz（Q1），
304kHz（Q2），152kHz（Q3），76kHz（Q4）の各
タイミング信号の極性を、38kHz（Q5）のタイミ
ング信号の極性により反転させるようにしたもの
を、それぞれ16チヤンネルアナログスイツチ５，
６に制御信号として入力している。これにより、
アナログスイツチ５，６はI1，I2，I3，…，I15，
I16，I16，I15，…，I2，I1，I1，I2，…という具合
に入力接点を38kHzの周期で切り換えて音声信号
を受ける。それぞれの抵抗Rn（ｎ＝１，２，…，
Ｎ−１，Ｎ；Ｎはアナログスイツチのチヤンネル
数）を Rn＝ΣRN／２〔１−cos｛180／Ｎ （ｎ−１／２）｝〕−ΣRo-1（R0＝０とする） ……(3) とし、バツフアーアンプ７，８の利得を“１”と
すれば、入力端子１からバツフアーアンプ７まで
の伝達特性は第４図のようになる。第４図ａが伝
達特性を示し、同図ｂが38kHzのクロツク信号を
示しており、これら相互の位相関係を示してい
る。入力端子２とのバツフアーアンプ８の出力ま
での伝達特性は第４図図示のものとは逆相のもの
となる。
オMPX変調回路に適用した一実施例を説明する。
尚、第１図と対応する部分には同じ参照符号を付
した。左チヤンネルの入力端子１では左音声信号
を受け右チヤンネルの入力端子２では右音声信号
を受ける。抵抗アツテネータ３，４はそれぞれ16
の出力を有している。従つて多チヤンネル入力の
アナログマルチプレクサ５，６はそれぞれ16の入
力を持つている。タイミングデコーダー１４では
1216kHzの原発振信号を分周した608kHz（Q1），
304kHz（Q2），152kHz（Q3），76kHz（Q4）の各
タイミング信号の極性を、38kHz（Q5）のタイミ
ング信号の極性により反転させるようにしたもの
を、それぞれ16チヤンネルアナログスイツチ５，
６に制御信号として入力している。これにより、
アナログスイツチ５，６はI1，I2，I3，…，I15，
I16，I16，I15，…，I2，I1，I1，I2，…という具合
に入力接点を38kHzの周期で切り換えて音声信号
を受ける。それぞれの抵抗Rn（ｎ＝１，２，…，
Ｎ−１，Ｎ；Ｎはアナログスイツチのチヤンネル
数）を Rn＝ΣRN／２〔１−cos｛180／Ｎ （ｎ−１／２）｝〕−ΣRo-1（R0＝０とする） ……(3) とし、バツフアーアンプ７，８の利得を“１”と
すれば、入力端子１からバツフアーアンプ７まで
の伝達特性は第４図のようになる。第４図ａが伝
達特性を示し、同図ｂが38kHzのクロツク信号を
示しており、これら相互の位相関係を示してい
る。入力端子２とのバツフアーアンプ８の出力ま
での伝達特性は第４図図示のものとは逆相のもの
となる。
第４図図示の伝達特性の場合、第31次未満の高
調波は存在せず、その帯域は1163kHz以上とな
り、基本次変調波の上限53kHzからみて４オクタ
ーブ強離れており、高調波レベルも約−30dBで
あり、−6dB／octのCR1段のLPFでも容易に高調
波レベルを−40dB以下に抑えることができる。
調波は存在せず、その帯域は1163kHz以上とな
り、基本次変調波の上限53kHzからみて４オクタ
ーブ強離れており、高調波レベルも約−30dBで
あり、−6dB／octのCR1段のLPFでも容易に高調
波レベルを−40dB以下に抑えることができる。
このように、バツフアーアンプ７，８の出力
は、それぞれ抵抗９，１０を通り合成されて出力
され、LPF１１で、31次以上の高調波を除去し、
フエイズシフター１２。
は、それぞれ抵抗９，１０を通り合成されて出力
され、LPF１１で、31次以上の高調波を除去し、
フエイズシフター１２。
次に第３図を用いて本発明をFM放送用ステレ
オMPX変調回路に適用した一実施例を説明する。
尚、第１図と対応する部分には同じ参照符号を付
した。左チヤンネルの入力端子１では左音声信号
を受け右チヤンネルの入力端子２では右音声信号
を受ける。抵抗アツテネータ３，４はそれぞれ16
の出力を有している。従つて多チヤンネル入力の
アナログマルチプレクサ５，６はそれぞれ16の入
力を持つている。タイミングデコーダー１４では
1216kHzの原発振信号を分周した608kHz（Q1），
304kHz（Q2），152kHz（Q3），76kHz（Q4）の各
タイミング信号の極性を、38kHz（Q5）のタイミ
ング信号の極性により反転させるようにしたもの
を、それぞれ16チヤンネルアナログスイツチ５，
６に制御信号として入力している。これにより、
アナログスイツチ５，６はI1，I2，I3，…，I15，
I16，I16，I15，…，I2，I1，I1，I2，…という具合
に入力接点を38kHzの周期で切り換えて音声信号
を受ける。それぞれの抵抗Rn（ｎ＝１，２，…，
Ｎ−１，Ｎ；Ｎはアナログスイツチのチヤンネル
数）を Rn＝ΣRN／２〔１−cos｛180／Ｎ （ｎ−１／２）｝〕−ΣRo-1（R0＝０とする）……(3
) とし、バツフアーアンプ７，８の利得を“１”と
すれば、入力端子１からバツフアーアンプ７まで
の伝達特性は第４図のようになる。第４図ａが伝
達特性を示し、同図ｂが38kHzのクロツク信号を
示しており、これら相互の位相関係を示してい
る。入力端子２とのバツフアーアンプ８の出力ま
での伝達特性は第４図図示のものとは逆相のもの
となる。
オMPX変調回路に適用した一実施例を説明する。
尚、第１図と対応する部分には同じ参照符号を付
した。左チヤンネルの入力端子１では左音声信号
を受け右チヤンネルの入力端子２では右音声信号
を受ける。抵抗アツテネータ３，４はそれぞれ16
の出力を有している。従つて多チヤンネル入力の
アナログマルチプレクサ５，６はそれぞれ16の入
力を持つている。タイミングデコーダー１４では
1216kHzの原発振信号を分周した608kHz（Q1），
304kHz（Q2），152kHz（Q3），76kHz（Q4）の各
タイミング信号の極性を、38kHz（Q5）のタイミ
ング信号の極性により反転させるようにしたもの
を、それぞれ16チヤンネルアナログスイツチ５，
６に制御信号として入力している。これにより、
アナログスイツチ５，６はI1，I2，I3，…，I15，
I16，I16，I15，…，I2，I1，I1，I2，…という具合
に入力接点を38kHzの周期で切り換えて音声信号
を受ける。それぞれの抵抗Rn（ｎ＝１，２，…，
Ｎ−１，Ｎ；Ｎはアナログスイツチのチヤンネル
数）を Rn＝ΣRN／２〔１−cos｛180／Ｎ （ｎ−１／２）｝〕−ΣRo-1（R0＝０とする）……(3
) とし、バツフアーアンプ７，８の利得を“１”と
すれば、入力端子１からバツフアーアンプ７まで
の伝達特性は第４図のようになる。第４図ａが伝
達特性を示し、同図ｂが38kHzのクロツク信号を
示しており、これら相互の位相関係を示してい
る。入力端子２とのバツフアーアンプ８の出力ま
での伝達特性は第４図図示のものとは逆相のもの
となる。
第４図図示の伝達特性の場合、第31次未満の高
調波は存在せず、その帯域は1163kHz以上とな
り、基本次変調波の上限53kHzからみて４オクタ
ーブ強離れており、高調波レベルも約−30dBで
あり、−6dB／octのCR1段のLPFでも容易に高調
波レベルを−40dB以下に抑えることができる。
調波は存在せず、その帯域は1163kHz以上とな
り、基本次変調波の上限53kHzからみて４オクタ
ーブ強離れており、高調波レベルも約−30dBで
あり、−6dB／octのCR1段のLPFでも容易に高調
波レベルを−40dB以下に抑えることができる。
このように、バツフアーアンプ７，８の出力
は、それぞれ抵抗９，１０を通り合成されて出力
され、LPF１１で、31次以上の高調波を除去し、
フエイズシフター１２で位相補正を行ない、出力
端１３へ出力される。
は、それぞれ抵抗９，１０を通り合成されて出力
され、LPF１１で、31次以上の高調波を除去し、
フエイズシフター１２で位相補正を行ない、出力
端１３へ出力される。
この実施例の場合、LPF１１が抵抗とコンデ
ンサとのフイルター１段によつて構成しているた
め、位相回転はフエイズシフター１２で完全に補
正可能である。パイロツト信号は入力端子１５よ
り入力する。
ンサとのフイルター１段によつて構成しているた
め、位相回転はフエイズシフター１２で完全に補
正可能である。パイロツト信号は入力端子１５よ
り入力する。
なお、上記実施例ではパイロツト信号の作成法
についてはふれていないが、パイロツト信号も疑
似正弦波をもとに発生させる手法を利用すればや
はり、LPFによる悪影響からのがれることがで
きる。
についてはふれていないが、パイロツト信号も疑
似正弦波をもとに発生させる手法を利用すればや
はり、LPFによる悪影響からのがれることがで
きる。
このように、本発明によれば高性能と高信頼性
を両立したFM放送用MPXステレオ放送用変調
器を提供できる。
を両立したFM放送用MPXステレオ放送用変調
器を提供できる。
第１図は本発明の原理を示す回路ブロツク図で
あり、第２図はステレオコンポジツト信号の周波
数スペクトラムを示す図であり、第３図は本発明
の一実施例による回路図であり、第４図は左音声
信号用変調部の疑似正弦波状の伝達特性を示すも
ので、同図ａはバツフアアンプの出力波形、同図
ｂは38kHzのクロツク信号を示すものである。 １……左音声信号用入力端子、２……右音声信
号用入力端子、３……左音声信号用抵抗アツテネ
ター、４……右音声信号用抵抗アツテネター、５
……左音声信号用多チヤンネル入力アナログスイ
ツチ、６……右音声信号用多チヤンネル入力アナ
ログスイツチ、７……左音声信号用バツフアーア
ンプ、８……右音声信号用バツフアーアンプ、９
……抵抗、１０……抵抗、１１……ローパスフイ
ルター、１２……フエイズ・シフター、１３……
出力端子、１４……タイミングデコーダー、１５
……パイロツト信号入力端子、３１……和信号
（Ｌ＋Ｒ）のスペクトラム、３２……差信号（Ｌ
−Ｒ）を搬送波抑圧振幅変調したスペクトラム、
３３……パイロツト信号。
あり、第２図はステレオコンポジツト信号の周波
数スペクトラムを示す図であり、第３図は本発明
の一実施例による回路図であり、第４図は左音声
信号用変調部の疑似正弦波状の伝達特性を示すも
ので、同図ａはバツフアアンプの出力波形、同図
ｂは38kHzのクロツク信号を示すものである。 １……左音声信号用入力端子、２……右音声信
号用入力端子、３……左音声信号用抵抗アツテネ
ター、４……右音声信号用抵抗アツテネター、５
……左音声信号用多チヤンネル入力アナログスイ
ツチ、６……右音声信号用多チヤンネル入力アナ
ログスイツチ、７……左音声信号用バツフアーア
ンプ、８……右音声信号用バツフアーアンプ、９
……抵抗、１０……抵抗、１１……ローパスフイ
ルター、１２……フエイズ・シフター、１３……
出力端子、１４……タイミングデコーダー、１５
……パイロツト信号入力端子、３１……和信号
（Ｌ＋Ｒ）のスペクトラム、３２……差信号（Ｌ
−Ｒ）を搬送波抑圧振幅変調したスペクトラム、
３３……パイロツト信号。
Claims (1)
- １ 左音声信号を入力する第１の入力端子と、該
第１の入力端子からの前記左音声信号を、多段階
に分圧する第１のアツテネターと、該第１のアツ
テネターからの出力を選択的に受ける第１の多チ
ヤンネル入力アナログスイツチと、該第１の多チ
ヤンネル入力アナログスイツチの出力を受ける第
１の合成用抵抗と、右音声信号を入力する第２の
入力端子と、該第２の入力端子からの右音声信号
を多段階に分圧する第２のアツテネターと、該第
２のアツテネターからの出力を選択的に受ける第
２の多チヤンネルアナログスイツチと、該第２の
多チヤンネルアナログスイツチからの出力を受け
る第２の合成用抵抗とを有し、前記第１および第
２の多チヤンネル入力アナログスイツチにはタイ
ミングデコーダより38kHzの周期で疑似正弦波状
に伝達特性が変化するようなタイミング信号を供
給することを特徴とするステレオ変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3196885A JPS61192138A (ja) | 1985-02-20 | 1985-02-20 | ステレオ変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3196885A JPS61192138A (ja) | 1985-02-20 | 1985-02-20 | ステレオ変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61192138A JPS61192138A (ja) | 1986-08-26 |
| JPH0416970B2 true JPH0416970B2 (ja) | 1992-03-25 |
Family
ID=12345750
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3196885A Granted JPS61192138A (ja) | 1985-02-20 | 1985-02-20 | ステレオ変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61192138A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3968450B2 (ja) * | 2005-09-30 | 2007-08-29 | ザインエレクトロニクス株式会社 | ステレオ変調器およびそれを用いたｆｍステレオ変調器 |
-
1985
- 1985-02-20 JP JP3196885A patent/JPS61192138A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61192138A (ja) | 1986-08-26 |
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