JPH0417035B2 - - Google Patents
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- JPH0417035B2 JPH0417035B2 JP59012000A JP1200084A JPH0417035B2 JP H0417035 B2 JPH0417035 B2 JP H0417035B2 JP 59012000 A JP59012000 A JP 59012000A JP 1200084 A JP1200084 A JP 1200084A JP H0417035 B2 JPH0417035 B2 JP H0417035B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
- H02P2201/03—AC-DC converter stage controlled to provide a defined DC link voltage
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Elimination Of Static Electricity (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〈技術分野〉
本発明は誘導電動機を駆動する電流形イバータ
の制御装置に関する。
の制御装置に関する。
〈従来技術〉
第１図は３相の誘導電動機を駆動する電流形イ
ンバータ（簡単化のため１相分のみ）およびその
制御装置の従来例の構成を示す図である。コンバ
ータ用サイリスタ２，３により交流より変換され
た直流電流は直流リアクトル４を通じてインバー
タ用サイリスタ５，６、ダイオード７，８、転流
コンデンサ９，１０により交流電流に変換され、
誘導電動機１１に供給される。誘導電動機１１の
電圧はダイオード１３で直流に変換された後フイ
ルタ２９で平滑され電圧帰還信号となる。この電
圧帰還信号と電圧指令器２１の指令値との差が電
圧制御器２０で増幅され電流指令となる。そし
て、この電流指令に基づいて、変流器１、ダイオ
ード１２、電流制御器１９、移相器１４、パルス
トランス１５、コンバータ用サイリスタ２，３に
より公知の電流マイナループ制御が行なわれる。
前記直流指令が、この電流マイナループの電流指
令となるので直流中間回路の電流である直流リア
クトル４の電流IDCは電流指令に比例する。一方、
電圧指令器２１の周波数指令値に比例した周波数
の交流信号が発振器１８により発生し、分周器１
７とパルストランス１６を通じてインバータ用サ
イリスタ５，６の点弧信号となる。この制御は公
知の誘導電動機のＶ／ｆ一定制御と言われるもの
である。
ンバータ（簡単化のため１相分のみ）およびその
制御装置の従来例の構成を示す図である。コンバ
ータ用サイリスタ２，３により交流より変換され
た直流電流は直流リアクトル４を通じてインバー
タ用サイリスタ５，６、ダイオード７，８、転流
コンデンサ９，１０により交流電流に変換され、
誘導電動機１１に供給される。誘導電動機１１の
電圧はダイオード１３で直流に変換された後フイ
ルタ２９で平滑され電圧帰還信号となる。この電
圧帰還信号と電圧指令器２１の指令値との差が電
圧制御器２０で増幅され電流指令となる。そし
て、この電流指令に基づいて、変流器１、ダイオ
ード１２、電流制御器１９、移相器１４、パルス
トランス１５、コンバータ用サイリスタ２，３に
より公知の電流マイナループ制御が行なわれる。
前記直流指令が、この電流マイナループの電流指
令となるので直流中間回路の電流である直流リア
クトル４の電流IDCは電流指令に比例する。一方、
電圧指令器２１の周波数指令値に比例した周波数
の交流信号が発振器１８により発生し、分周器１
７とパルストランス１６を通じてインバータ用サ
イリスタ５，６の点弧信号となる。この制御は公
知の誘導電動機のＶ／ｆ一定制御と言われるもの
である。
しかし、この従来の電流形インバータでは、転
流コンデンサ９，１０の影響等のために誘導電動
機１１の電圧、回転等が不安定になることが知ら
れている。この現像は、誘導電動機１１の周波数
が高い場合に発生し易い。このために、従来は、
スイツチ２５またはスイツチ２６のいずれかをオ
ンにした状態で安定化が図られていた。スイツチ
２６をオンにした場合が「電流微分」と言われる
安定化方式である。変流器１の電流検出値は直流
リアクトル４を流れる電流IDCと誘導電動機１１
の電流と比例関係にあるので、変流器１の電流を
微分器２４で微分して微分値を減算器３０で電圧
指令器２１の周波数指令値から減算している。こ
れは、誘導電動機１１の電流が増加すると微分器
２４の出力（微分値）が正になり、電圧指令器２
１の周波数指令値が一定ならば発振器１８の入力
が減じて誘導電動機１１に印加される交流電流の
周波数を下げることにより安定化が行なわれる。
スイツチ２６をオフ、スイツチ２５をオンにした
場合が「電圧微分」と言われる安定化方式であ
る。誘導電動機１１の電圧が変化した場合には、
それを極性反転器２８で極性反転し、微分器２４
で微分したものが減算器３０で電圧指令器２１の
周波数指令値から減算される。したがつて、この
場合は極性反転器２８の作用により誘導電動機１
１の電圧が増加した場合に発振器１８の入力が上
がつて誘導電動機１１の周波数が上昇し、安定化
が行なわれる。
流コンデンサ９，１０の影響等のために誘導電動
機１１の電圧、回転等が不安定になることが知ら
れている。この現像は、誘導電動機１１の周波数
が高い場合に発生し易い。このために、従来は、
スイツチ２５またはスイツチ２６のいずれかをオ
ンにした状態で安定化が図られていた。スイツチ
２６をオンにした場合が「電流微分」と言われる
安定化方式である。変流器１の電流検出値は直流
リアクトル４を流れる電流IDCと誘導電動機１１
の電流と比例関係にあるので、変流器１の電流を
微分器２４で微分して微分値を減算器３０で電圧
指令器２１の周波数指令値から減算している。こ
れは、誘導電動機１１の電流が増加すると微分器
２４の出力（微分値）が正になり、電圧指令器２
１の周波数指令値が一定ならば発振器１８の入力
が減じて誘導電動機１１に印加される交流電流の
周波数を下げることにより安定化が行なわれる。
スイツチ２６をオフ、スイツチ２５をオンにした
場合が「電圧微分」と言われる安定化方式であ
る。誘導電動機１１の電圧が変化した場合には、
それを極性反転器２８で極性反転し、微分器２４
で微分したものが減算器３０で電圧指令器２１の
周波数指令値から減算される。したがつて、この
場合は極性反転器２８の作用により誘導電動機１
１の電圧が増加した場合に発振器１８の入力が上
がつて誘導電動機１１の周波数が上昇し、安定化
が行なわれる。
これら二つの従来の安定化方式はある程度の安
定化効果を有するが、誘導電動機１１の「回生」
運転時には逆に不安定化するという作用があつ
た。これは、変流器１、ダイオード１２あるいは
ダイオード１３による電流と電圧の検出方法が電
流、電圧の大きさのみを検出していることによ
る。すなわち、誘導電動機１１が「電動」と「回
生」という二つの異なつた運転状態になつても、
ダイオード１２，１３により電流、電圧の絶対値
を検出しているために、この両状態を弁別できな
いからである。また、「電流微分」では励磁電流
を含めた１次電流の変化で動作するので誘導電動
機１１の動作点により微分値が大きく異なり、乱
調している状態で微分ゲインを調整すると乱調し
ない領域で却つて乱調を発生する場合があつた。
すなわち、「電流微分」では安定化領域が狭いと
いう欠点があつた。
定化効果を有するが、誘導電動機１１の「回生」
運転時には逆に不安定化するという作用があつ
た。これは、変流器１、ダイオード１２あるいは
ダイオード１３による電流と電圧の検出方法が電
流、電圧の大きさのみを検出していることによ
る。すなわち、誘導電動機１１が「電動」と「回
生」という二つの異なつた運転状態になつても、
ダイオード１２，１３により電流、電圧の絶対値
を検出しているために、この両状態を弁別できな
いからである。また、「電流微分」では励磁電流
を含めた１次電流の変化で動作するので誘導電動
機１１の動作点により微分値が大きく異なり、乱
調している状態で微分ゲインを調整すると乱調し
ない領域で却つて乱調を発生する場合があつた。
すなわち、「電流微分」では安定化領域が狭いと
いう欠点があつた。
〈発明の目的〉
したがつて、本発明の目的は、「回生」運転時
においても安定性が向上し、安定化領域の拡大お
よび動特性の改善を図つた、電流形インバータの
制御装置を提供することにある。
においても安定性が向上し、安定化領域の拡大お
よび動特性の改善を図つた、電流形インバータの
制御装置を提供することにある。
〈発明の構成〉
このために、本発明は、インバータの直流中間
回路の電圧を検出してこの電圧と直流中間回路の
入力電流の積を求めた後、この積を周波数指令値
で除算して誘導電動機のトルクに比例した量を求
め、この量の微分値を周波数指令値から減算する
ようにしたものである。したがつて、この微分値
は、「電動」の場合、トルクが時間的に増加した
とき誘導電動機の周波数を下げて、トルクを下げ
ようとするから安定化し、「回生」の場合、トル
クの絶対値が時間的に増大しているときは周波数
が上がるように作用するのでトルクの絶対値の増
加を抑えて安定化する。
回路の電圧を検出してこの電圧と直流中間回路の
入力電流の積を求めた後、この積を周波数指令値
で除算して誘導電動機のトルクに比例した量を求
め、この量の微分値を周波数指令値から減算する
ようにしたものである。したがつて、この微分値
は、「電動」の場合、トルクが時間的に増加した
とき誘導電動機の周波数を下げて、トルクを下げ
ようとするから安定化し、「回生」の場合、トル
クの絶対値が時間的に増大しているときは周波数
が上がるように作用するのでトルクの絶対値の増
加を抑えて安定化する。
〈実施例〉
以下、本発明の実施例を図面を参照しながら説
明する。第２図は電流形インバータおよび本発明
の１実施例に係るその制御装置のブロツク図で、
本実施例は第１図の従来例においてスイツチ２
５，２６（スイツチ２６は短絡状態）、極性反転
器２８を廃し、一方直流中間回路の電圧VDCを検
出して、この電圧VDCと変流器１、ダイオード１
２を通じて検出された直流中間回路を流れる電流
IDCを乗算する乗算器２２と、この乗算器２２の
出力、つまり電圧VDCと電流IDCの積VDC・IDCを周
波数指令値で除算する除算器２３と、この除算器
２３の出力を微分器２４に選択的に出力するスイ
ツチ２７を設けたものである。
明する。第２図は電流形インバータおよび本発明
の１実施例に係るその制御装置のブロツク図で、
本実施例は第１図の従来例においてスイツチ２
５，２６（スイツチ２６は短絡状態）、極性反転
器２８を廃し、一方直流中間回路の電圧VDCを検
出して、この電圧VDCと変流器１、ダイオード１
２を通じて検出された直流中間回路を流れる電流
IDCを乗算する乗算器２２と、この乗算器２２の
出力、つまり電圧VDCと電流IDCの積VDC・IDCを周
波数指令値で除算する除算器２３と、この除算器
２３の出力を微分器２４に選択的に出力するスイ
ツチ２７を設けたものである。
除算器２３の出力は微分器２４で微分され、そ
の微分値が減算器３０で周波数指令値から減算さ
れる。
の微分値が減算器３０で周波数指令値から減算さ
れる。
インバータの周波数をｆとすると、除算器２３
の出力Ｅは、 Ｅ＝KI・IDC・KV・VDC／Kf・ｆ ……(1) である。ここで、KI、KV、Kfは定数である。
の出力Ｅは、 Ｅ＝KI・IDC・KV・VDC／Kf・ｆ ……(1) である。ここで、KI、KV、Kfは定数である。
一方、誘導電動機１１の入力パワーは、インバ
ータ用サイリスタ５，６、ダイオード７，８、転
流コンデンサ９，１０等の損失を無視すると、直
流中間回路の電流IDCと直流中間回路の電圧VDCの
積IDC・VDCに等しい。また、この入力パワーは誘
導電動機１１の鉄損や１次抵抗損を無視すると、
誘導電動機１１の２次入力P2＝2πf・ｎ・Ｔ（Ｔは
誘導電動機１１のトルク、ｎは極対数）に等し
い。したがつて、次式 IDC・VDC＝2π・ｆ・ｎ・Ｔ ……(2) が成立する。式(1)と(2)からトルクＴは次式 Ｔ＝IDC・VDC／2π・ｆ・ｎ＝１／2π・ｎ・Kf／KI・KV
・Ｅ……(3) で表わされる。
ータ用サイリスタ５，６、ダイオード７，８、転
流コンデンサ９，１０等の損失を無視すると、直
流中間回路の電流IDCと直流中間回路の電圧VDCの
積IDC・VDCに等しい。また、この入力パワーは誘
導電動機１１の鉄損や１次抵抗損を無視すると、
誘導電動機１１の２次入力P2＝2πf・ｎ・Ｔ（Ｔは
誘導電動機１１のトルク、ｎは極対数）に等し
い。したがつて、次式 IDC・VDC＝2π・ｆ・ｎ・Ｔ ……(2) が成立する。式(1)と(2)からトルクＴは次式 Ｔ＝IDC・VDC／2π・ｆ・ｎ＝１／2π・ｎ・Kf／KI・KV
・Ｅ……(3) で表わされる。
式(3)より除算器２３の出力ＥはトルクＴに比例
した量であり、微分器２４によるその微分値が電
圧指令器２１の周波数指令値から減算される。し
たがつて、微分器２４の出力は、「電動」の場合、
誘導電動機１１のトルクＴが時間的に増加したと
き誘導電機１１の周波数を下げて、トルクＴを下
げようとするから安定化し、逆にトルクＴが減少
する場合には周波数を上げるように作用する。ま
た、「回生」の場合、トルクＴの絶対値が時間的
に増大しているときは周波数が上がるように作用
するのでトルクＴの絶対値の増加を抑えて安定化
する。電流IDCの極性は一定であるが電圧VDCの極
性は「電動」の場合、正、「回生」の場合、負と
なるので、除算器２３の出力は誘導電動機１１の
運転状態、すなわちトルクＴの極正に応じて極性
が変化する。
した量であり、微分器２４によるその微分値が電
圧指令器２１の周波数指令値から減算される。し
たがつて、微分器２４の出力は、「電動」の場合、
誘導電動機１１のトルクＴが時間的に増加したと
き誘導電機１１の周波数を下げて、トルクＴを下
げようとするから安定化し、逆にトルクＴが減少
する場合には周波数を上げるように作用する。ま
た、「回生」の場合、トルクＴの絶対値が時間的
に増大しているときは周波数が上がるように作用
するのでトルクＴの絶対値の増加を抑えて安定化
する。電流IDCの極性は一定であるが電圧VDCの極
性は「電動」の場合、正、「回生」の場合、負と
なるので、除算器２３の出力は誘導電動機１１の
運転状態、すなわちトルクＴの極正に応じて極性
が変化する。
第３図は誘導電動機１１の等価回路図で、
R1R2はそれぞれ１次および２次抵抗、l1、l2はそ
れぞれ１次および２次漏れインダクタンス、Ｍは
相互インダクタンス、ｅは速度起電圧である。誘
導電動機１１のすべりをｓとすると、速度起電圧
ｅは定常状態でｓ／ｌ−ｓ・R2で置換され、公知の 等価回路となる。電流形インバータでは定電流源
駆動となり、電流I1（第３図）は一定である。今、
誘導電動機１１にインパクト負荷がかかり速度が
急速に低下したものとすると、この速度低下に応
じて速度起電力ｅはΔeだけ変動し、この変動Δe
により、第３図に示すように過渡電流Δiが発生
する。この過渡電流Δiは、誘導電動機１１の１
次側は電流源であるので、２次側のみに流れる。
過渡電流Δiは相互インダクタンスＭの電流であ
る電流imを変化させるので、相互インダクタン
スＭの電圧も変動する。相互インダクタンスＭの
電圧が誘導電動機１１の１次電圧にほぼ等しいの
で、誘導電動機１１の電圧変動となる。過渡電流
Δiの減衰時定数は（Ｍ＋l2）／R2になる２次時定
数であり、一般にその値は大きい。また、過渡電
流Δiの変動に応じて発生トルクＴも変動する。
本発明は発生トルクＴの変動に応じて誘導電動機
１１の周波数を制御することにより過渡電流Δi
を小さくして電流imを一定に保つようにしてい
る。すなわち、速度が低下して電圧ｅがΔeだけ
減少する場合は電流ｉのが増加してトルクＴも大
きくなろうとするが、誘導電動機１１の周波数を
下げ電流ｉ２の変動を防止し、過渡電流Δiを小
さくして電流imを一定に保つとにより安定化さ
れる。
R1R2はそれぞれ１次および２次抵抗、l1、l2はそ
れぞれ１次および２次漏れインダクタンス、Ｍは
相互インダクタンス、ｅは速度起電圧である。誘
導電動機１１のすべりをｓとすると、速度起電圧
ｅは定常状態でｓ／ｌ−ｓ・R2で置換され、公知の 等価回路となる。電流形インバータでは定電流源
駆動となり、電流I1（第３図）は一定である。今、
誘導電動機１１にインパクト負荷がかかり速度が
急速に低下したものとすると、この速度低下に応
じて速度起電力ｅはΔeだけ変動し、この変動Δe
により、第３図に示すように過渡電流Δiが発生
する。この過渡電流Δiは、誘導電動機１１の１
次側は電流源であるので、２次側のみに流れる。
過渡電流Δiは相互インダクタンスＭの電流であ
る電流imを変化させるので、相互インダクタン
スＭの電圧も変動する。相互インダクタンスＭの
電圧が誘導電動機１１の１次電圧にほぼ等しいの
で、誘導電動機１１の電圧変動となる。過渡電流
Δiの減衰時定数は（Ｍ＋l2）／R2になる２次時定
数であり、一般にその値は大きい。また、過渡電
流Δiの変動に応じて発生トルクＴも変動する。
本発明は発生トルクＴの変動に応じて誘導電動機
１１の周波数を制御することにより過渡電流Δi
を小さくして電流imを一定に保つようにしてい
る。すなわち、速度が低下して電圧ｅがΔeだけ
減少する場合は電流ｉのが増加してトルクＴも大
きくなろうとするが、誘導電動機１１の周波数を
下げ電流ｉ２の変動を防止し、過渡電流Δiを小
さくして電流imを一定に保つとにより安定化さ
れる。
第４図はインパクト負荷時の誘導電動機１１の
過渡変動の例を示す図である。第４図１は負荷ト
ルクの変動を示し、時間ｔ＝to以降においてイン
パクト負荷がかかつている。第４図２，３はそれ
ぞれスイツチ２７（第２図）をオフにした場合の
速度とトルク（除算器２３の出力）を示し、第４
図４，５はそれぞれスイツチ２７をオンにした場
合の速度とトルクの変動を示している。スイツチ
２７をオフにした場合には速度、トルクとも減衰
振動しているが、スイツチ２７をオンにした場合
には速度、トルクとも非振動的になり、動特性が
改善され、安定性が増大することがわかる。
過渡変動の例を示す図である。第４図１は負荷ト
ルクの変動を示し、時間ｔ＝to以降においてイン
パクト負荷がかかつている。第４図２，３はそれ
ぞれスイツチ２７（第２図）をオフにした場合の
速度とトルク（除算器２３の出力）を示し、第４
図４，５はそれぞれスイツチ２７をオンにした場
合の速度とトルクの変動を示している。スイツチ
２７をオフにした場合には速度、トルクとも減衰
振動しているが、スイツチ２７をオンにした場合
には速度、トルクとも非振動的になり、動特性が
改善され、安定性が増大することがわかる。
第２図において直流中間回路の電圧VDCの検出
は、直流リアクトル４の出力側にしたが、直流リ
アクトル４の入力側、すなわち変流器１の出力で
もよい。また、第２図はアナログ方式で説明した
が、マイクロコンピユータを使用したデジタル方
式でも同様に可能である。
は、直流リアクトル４の出力側にしたが、直流リ
アクトル４の入力側、すなわち変流器１の出力で
もよい。また、第２図はアナログ方式で説明した
が、マイクロコンピユータを使用したデジタル方
式でも同様に可能である。
〈発明の効果〉
本発明によると、「電動」「回生」のいずれの運
転状態においても安定性が向上し、従来の「電圧
微分」や「電流微分」の安定化方式のように「回
生」状態で乱調を促進することはない。さらに、
本発明ではトルクには励磁電流が含まれないので
リニア領域が広くとれる。したがつて、本来乱調
していない領域でもスイツチ２７（第２図）をオ
ンにして使用すると第４図のように動特性が向上
すると共に安定化領域が従来の方式に比べ拡大す
る。また、従来の「電流微分」の安定化方式のよ
うに電流を直接、微分するのではないので、微分
器における微分ゲインの設定が容易になる。
転状態においても安定性が向上し、従来の「電圧
微分」や「電流微分」の安定化方式のように「回
生」状態で乱調を促進することはない。さらに、
本発明ではトルクには励磁電流が含まれないので
リニア領域が広くとれる。したがつて、本来乱調
していない領域でもスイツチ２７（第２図）をオ
ンにして使用すると第４図のように動特性が向上
すると共に安定化領域が従来の方式に比べ拡大す
る。また、従来の「電流微分」の安定化方式のよ
うに電流を直接、微分するのではないので、微分
器における微分ゲインの設定が容易になる。
第１図は電流形インバータおよびその制御装置
の従来例の構成図、第２図は電流形インバータお
よび本発明の１実施例に係るその制御装置の構成
図、第３図は誘導電動機１１の等価回路図、第４
図はインパクト負荷時の誘導電動機１１の過渡変
動を示す図である。 １１；誘導電動機、２１；電圧指令器、２２；
乗算器、２３；除算器、２４；微分器、３０；減
算器。
の従来例の構成図、第２図は電流形インバータお
よび本発明の１実施例に係るその制御装置の構成
図、第３図は誘導電動機１１の等価回路図、第４
図はインパクト負荷時の誘導電動機１１の過渡変
動を示す図である。 １１；誘導電動機、２１；電圧指令器、２２；
乗算器、２３；除算器、２４；微分器、３０；減
算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機を駆動する電流形インバータの制
御装置において、 前記電流形インバータの直流中間回路の電圧と
入力電流を乗算する乗算器と、この乗算器の出力
を周波数指令値で除算する除算器と、この除算器
の出力を微分する微分器と、この微分器の出力で
ある微分値を前記周波数指令値から減算する減算
器とを備えたことを特徴とする電流形インバータ
の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59012000A JPS60160396A (ja) | 1984-01-27 | 1984-01-27 | 電流形インバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59012000A JPS60160396A (ja) | 1984-01-27 | 1984-01-27 | 電流形インバ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60160396A JPS60160396A (ja) | 1985-08-21 |
| JPH0417035B2 true JPH0417035B2 (ja) | 1992-03-25 |
Family
ID=11793313
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59012000A Granted JPS60160396A (ja) | 1984-01-27 | 1984-01-27 | 電流形インバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60160396A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0524248U (ja) * | 1991-07-26 | 1993-03-30 | 豊田工機株式会社 | 工作機械のカバー装置 |
-
1984
- 1984-01-27 JP JP59012000A patent/JPS60160396A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60160396A (ja) | 1985-08-21 |
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