JPH04172967A - リンギングチョークコンバータ - Google Patents
リンギングチョークコンバータInfo
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- JPH04172967A JPH04172967A JP29764990A JP29764990A JPH04172967A JP H04172967 A JPH04172967 A JP H04172967A JP 29764990 A JP29764990 A JP 29764990A JP 29764990 A JP29764990 A JP 29764990A JP H04172967 A JPH04172967 A JP H04172967A
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- emitting diode
- light emitting
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- switching element
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は直流出力電圧の安定化を図るリンギングチョー
クコンバータに関する。
クコンバータに関する。
変圧器の一次コイルに断続直流電流を流し、この断続直
流電流のデユーティサイクルを制御して前記変圧器の出
力コイルに得られる電圧で出力コンデンサを充電し、こ
の充電電圧を安定化電源として利用する第３図に示すよ
うなリンギングチョークコンバータが知られている。こ
こで１は交流電源を整流平滑化した直流電源で、その出
力端に変圧器２の一次コイル２ａと電界効果形トランジ
スタ （以下ＦＥＴと略称する）３のドレイン・ソース
の直列回路が接続されている。このＦＥ７３のゲートは
一端がＦＥ７３に接続された一次コイル２ａの他端に始
動抵抗４を介して接続されている。
流電流のデユーティサイクルを制御して前記変圧器の出
力コイルに得られる電圧で出力コンデンサを充電し、こ
の充電電圧を安定化電源として利用する第３図に示すよ
うなリンギングチョークコンバータが知られている。こ
こで１は交流電源を整流平滑化した直流電源で、その出
力端に変圧器２の一次コイル２ａと電界効果形トランジ
スタ （以下ＦＥＴと略称する）３のドレイン・ソース
の直列回路が接続されている。このＦＥ７３のゲートは
一端がＦＥ７３に接続された一次コイル２ａの他端に始
動抵抗４を介して接続されている。
変圧器２は一次コイル２ａのほかに制御コイル２ｂと出
力コイル２ｃを有し、この制御コイル２ｂとＦＥＴ３の
ゲートの間にコンデンサ５とインピーダンス６を直列に
接続した駆動回路７が接続されている。
力コイル２ｃを有し、この制御コイル２ｂとＦＥＴ３の
ゲートの間にコンデンサ５とインピーダンス６を直列に
接続した駆動回路７が接続されている。
またＦＥＴ３のゲートには制御回路８が接続されている
。制御回路８はＦＥＴ３のゲート・ソース間にトランジ
スタ９のコレクタ・エミッタガ接続され、このトランジ
スタ９のベースと制御コイル２ｂの一端との間にツェナ
ダイオード１０と抵抗１１の直列回路が接続され、トラ
ンジスタ９のベースとエミッタ間にはコンデンサ１２が
接続され、エミッタは制御コイル２ｂの他端に接続され
ている。また制御コイル２ｂの両端にはダイオード１３
とコンデンサ１４の直列回路が接続され、このダイオー
ド１３とコンデンサ１４の接続点とトランジスタ９のベ
ースとの間に出力回路と結合するホトカブラ１５のホト
トランジスタ１５ｂが接続されている。出力コイル２ｃ
にはダイオード１７とコンデンサ１Ｂの直列回路からな
る出力回路１６が接続され、コンデンサ１８の両端に電
圧検出回路１９が接続されて、この検出回路１９の検出
出力がホトカブラ１５の発光ダイオード１５ａに接続さ
れている。
。制御回路８はＦＥＴ３のゲート・ソース間にトランジ
スタ９のコレクタ・エミッタガ接続され、このトランジ
スタ９のベースと制御コイル２ｂの一端との間にツェナ
ダイオード１０と抵抗１１の直列回路が接続され、トラ
ンジスタ９のベースとエミッタ間にはコンデンサ１２が
接続され、エミッタは制御コイル２ｂの他端に接続され
ている。また制御コイル２ｂの両端にはダイオード１３
とコンデンサ１４の直列回路が接続され、このダイオー
ド１３とコンデンサ１４の接続点とトランジスタ９のベ
ースとの間に出力回路と結合するホトカブラ１５のホト
トランジスタ１５ｂが接続されている。出力コイル２ｃ
にはダイオード１７とコンデンサ１Ｂの直列回路からな
る出力回路１６が接続され、コンデンサ１８の両端に電
圧検出回路１９が接続されて、この検出回路１９の検出
出力がホトカブラ１５の発光ダイオード１５ａに接続さ
れている。
電Ｉｌｌが印加され、ＦＥＴ３に始動抵抗４を介してゲ
ート電圧が印加されると、ＦＥＴ３のドレイン・ソース
間に電流が流れ始め、制御コイル２ｂと出力コイル２ｃ
に電圧が誘起する。この制御コイル２ｂの電圧が駆動回
路７のコンデンサ５−インピーダンス６を介してＦＥＴ
３のゲート・ソース間に印加され、ＦＥＴ３のゲート電
圧が増加し、ドレイン・ソース間の電流が増加し、ＦＥ
Ｔ３は正帰還作用により瞬時に完全なオン状態になる。
ート電圧が印加されると、ＦＥＴ３のドレイン・ソース
間に電流が流れ始め、制御コイル２ｂと出力コイル２ｃ
に電圧が誘起する。この制御コイル２ｂの電圧が駆動回
路７のコンデンサ５−インピーダンス６を介してＦＥＴ
３のゲート・ソース間に印加され、ＦＥＴ３のゲート電
圧が増加し、ドレイン・ソース間の電流が増加し、ＦＥ
Ｔ３は正帰還作用により瞬時に完全なオン状態になる。
このため一次コイル２ａの電流は直線的に増加し、変圧
器２に電磁エネルギーを蓄える。電流が最大値に達し、
変圧器鉄心が磁気飽和を起こすと、制御コイル２ｂと出
力コイル２ｃの誘起電圧は零になるからＦＥＴ３は瞬時
にオフする。このとき変圧器２に蓄えられたエネルギー
は出力ダイオード１７を介してコンデンサ１８に蓄積さ
れる。変圧器２の蓄積エネルギーが検出し終わると最初
に戻りＦＥＴ３が導通し始める。上述の動作を繰返して
電源１側の電力は変圧器２を介してコンデンサ１８に蓄
積され、出力電圧Ｖ、で図示しない負荷に給電される。
器２に電磁エネルギーを蓄える。電流が最大値に達し、
変圧器鉄心が磁気飽和を起こすと、制御コイル２ｂと出
力コイル２ｃの誘起電圧は零になるからＦＥＴ３は瞬時
にオフする。このとき変圧器２に蓄えられたエネルギー
は出力ダイオード１７を介してコンデンサ１８に蓄積さ
れる。変圧器２の蓄積エネルギーが検出し終わると最初
に戻りＦＥＴ３が導通し始める。上述の動作を繰返して
電源１側の電力は変圧器２を介してコンデンサ１８に蓄
積され、出力電圧Ｖ、で図示しない負荷に給電される。
またコンデンサ１４はダイオード１３を介して制御コイ
ル２ｂの電圧で充電され、この電圧は出力電圧Ｖ。
ル２ｂの電圧で充電され、この電圧は出力電圧Ｖ。
に比例する。
出力回路１６に接続される負荷りが減少すると出力電圧
■。が上昇し、この電圧■。が所定値を超えると電圧検
出回ｊｌ１９はこれを検出し、この検出出力でホトカブ
ラ１５の発光ダイオード１５ａを発光させる。こうして
ホトトランジスタ１５ｂが導通し、トランジスタ９がオ
ンする。出力回路１６に接続される負荷りとホトカブラ
１５のホトトランジスタ１５ｂに流れる電流■、との関
係は、第４図に示すように負荷りが減少すると電流■、
は急増する （Ｌｌは定格負荷である。）、そこでこの
電流■、でトランジスタ９をオンし、これによりＦＥＴ
３のゲート電圧が短絡されるからＦＥＴ３はオフし、一
次コイル２ａの電流は遮断される。結局出力電圧Ｖｅが
上昇すると一次コイル２ａへの通電時間が短縮され、変
圧器２を介して一次コイル２ａから出力コイル２ｃへの
伝達エネルギーが減少し、出力電圧Ｖ。
■。が上昇し、この電圧■。が所定値を超えると電圧検
出回ｊｌ１９はこれを検出し、この検出出力でホトカブ
ラ１５の発光ダイオード１５ａを発光させる。こうして
ホトトランジスタ１５ｂが導通し、トランジスタ９がオ
ンする。出力回路１６に接続される負荷りとホトカブラ
１５のホトトランジスタ１５ｂに流れる電流■、との関
係は、第４図に示すように負荷りが減少すると電流■、
は急増する （Ｌｌは定格負荷である。）、そこでこの
電流■、でトランジスタ９をオンし、これによりＦＥＴ
３のゲート電圧が短絡されるからＦＥＴ３はオフし、一
次コイル２ａの電流は遮断される。結局出力電圧Ｖｅが
上昇すると一次コイル２ａへの通電時間が短縮され、変
圧器２を介して一次コイル２ａから出力コイル２ｃへの
伝達エネルギーが減少し、出力電圧Ｖ。
は所定値に保たれる。
上述のようなリンギングチョークコンバータにおいて、
例えば入力電圧がＡＣ３５Ｖ〜２６４Ｖのようにその範
囲が広い場合、入力電圧が高く、軽負荷時のスイッチン
グ素子のスイッチング周波数は、入力電圧が低く、定格
負荷のときのスイッチング周波数の数倍にもなる。この
ためスイッチング素子のターンオフ損失が増大し、軽負
荷時の損失が定格負荷時の２倍にもなる。このためスイ
ッチング素子の過熱や損傷を防ぐため定格以上のスイッ
チング素子を採用したり、冷却フィンを大きくしたりし
ていたが、冷却フィンを大きくすればその形伏も大きく
なり、さらにコストが高くなるという欠点があった。ま
た、軽負荷時の損失が大きく冷却フィンを大きくせねば
ならないことから負荷にダミー抵抗を追加することもあ
るが、この方法では電源の効率が低下するという問題が
あった。
例えば入力電圧がＡＣ３５Ｖ〜２６４Ｖのようにその範
囲が広い場合、入力電圧が高く、軽負荷時のスイッチン
グ素子のスイッチング周波数は、入力電圧が低く、定格
負荷のときのスイッチング周波数の数倍にもなる。この
ためスイッチング素子のターンオフ損失が増大し、軽負
荷時の損失が定格負荷時の２倍にもなる。このためスイ
ッチング素子の過熱や損傷を防ぐため定格以上のスイッ
チング素子を採用したり、冷却フィンを大きくしたりし
ていたが、冷却フィンを大きくすればその形伏も大きく
なり、さらにコストが高くなるという欠点があった。ま
た、軽負荷時の損失が大きく冷却フィンを大きくせねば
ならないことから負荷にダミー抵抗を追加することもあ
るが、この方法では電源の効率が低下するという問題が
あった。
本発明の目的は、軽負荷時のターンオフ損失を低減した
リンギングチョークコンバータを提供することにある。
リンギングチョークコンバータを提供することにある。
上述の課題を解決するため本発明は、一次コイルと制御
コイルとを有する変圧器の一次コイルにスイッチング素
子を接続し、前記制御コイルの電圧と始動抵抗により駆
動回路を介して前記スイッチング素子をオン・オフする
とともに制御回路を介して前記スイッチング素子のオン
・オフのデユーティサイクルを制御して各コイルの出力
電圧を所定値に保つリンギングチョークコンバータにお
いて、前記スイッチング素子のオフ時における前記駆動
回路のインピーダンスを低くすることを特徴とし、具体
的には制御回路に発光ダイオードを接続し、この発光ダ
イオードとホトカブラを構成するホトトランジスタによ
り駆動回路のインピーダンスを分路することを特徴とす
る。また発光ダイオードと並列に抵抗値の変更可能な抵
抗を接続したことを特徴とする。
コイルとを有する変圧器の一次コイルにスイッチング素
子を接続し、前記制御コイルの電圧と始動抵抗により駆
動回路を介して前記スイッチング素子をオン・オフする
とともに制御回路を介して前記スイッチング素子のオン
・オフのデユーティサイクルを制御して各コイルの出力
電圧を所定値に保つリンギングチョークコンバータにお
いて、前記スイッチング素子のオフ時における前記駆動
回路のインピーダンスを低くすることを特徴とし、具体
的には制御回路に発光ダイオードを接続し、この発光ダ
イオードとホトカブラを構成するホトトランジスタによ
り駆動回路のインピーダンスを分路することを特徴とす
る。また発光ダイオードと並列に抵抗値の変更可能な抵
抗を接続したことを特徴とする。
駆動回路のインピーダンスを低くすれ４ｆタ一ンオフ時
間が短縮できることと、出力回路の負荷力（軽くなると
出力電圧が上昇し、制御回路にスイッチング素子をター
ンオフする制御電流力＜流れることに着目し、この制御
電流を発光ダイオードに流し、この発光ダイオードとホ
トカブラを構成するホトトランジスタにより駆動回路の
インピーダンスを分路して、この合成インピーダンスを
低くする。こうして駆動回路のインピーダンスを（氏＜
すればターンオフ時間が短縮でき、ターンオフ損失が低
減する。また、発光ダイオードと並ダリに可変抵抗また
は抵抗とスイッチの直列回路を接続し、発光ダイオード
に流れる電流を分路して駆動条件のレベルを調整する。
間が短縮できることと、出力回路の負荷力（軽くなると
出力電圧が上昇し、制御回路にスイッチング素子をター
ンオフする制御電流力＜流れることに着目し、この制御
電流を発光ダイオードに流し、この発光ダイオードとホ
トカブラを構成するホトトランジスタにより駆動回路の
インピーダンスを分路して、この合成インピーダンスを
低くする。こうして駆動回路のインピーダンスを（氏＜
すればターンオフ時間が短縮でき、ターンオフ損失が低
減する。また、発光ダイオードと並ダリに可変抵抗また
は抵抗とスイッチの直列回路を接続し、発光ダイオード
に流れる電流を分路して駆動条件のレベルを調整する。
第１図および第２図は本発明によるリンギングチョーク
コンバータの実施例を示し、第３図と同一のものには同
図と同一の符号を付してし）る、第１図において、変圧
器２、変圧器２の一次コイル２ａに接続されたＦＥＴ３
および出力回路１６は従来のものと同様であるからこの
構成の説明は省略する。この実施例が従来のものと異な
る点は制御回路８のホトトランジスタ１５ｂとトランジ
スタ９のベースとの間に直列に抵抗２０が接続され、こ
の抵抗２０と並列にホトカブラ２１を構成する発光ダイ
オード２１ａが接続されている。そしてこのホトカブラ
２１のホトトランジスタ２１ｂは抵抗２２およびダイオ
ード２３が直列に接続されて駆動回路７のインピーダン
ス６と並列に接続されている。また抵抗２０の抵抗値は
定格負荷時のホトトランジスタ１５ｂの電流により発光
ダイオード２１ｂの順方向電圧降下以下になるように設
定されている。
コンバータの実施例を示し、第３図と同一のものには同
図と同一の符号を付してし）る、第１図において、変圧
器２、変圧器２の一次コイル２ａに接続されたＦＥＴ３
および出力回路１６は従来のものと同様であるからこの
構成の説明は省略する。この実施例が従来のものと異な
る点は制御回路８のホトトランジスタ１５ｂとトランジ
スタ９のベースとの間に直列に抵抗２０が接続され、こ
の抵抗２０と並列にホトカブラ２１を構成する発光ダイ
オード２１ａが接続されている。そしてこのホトカブラ
２１のホトトランジスタ２１ｂは抵抗２２およびダイオ
ード２３が直列に接続されて駆動回路７のインピーダン
ス６と並列に接続されている。また抵抗２０の抵抗値は
定格負荷時のホトトランジスタ１５ｂの電流により発光
ダイオード２１ｂの順方向電圧降下以下になるように設
定されている。
第４図について説明したように負荷りが減少するとホト
カブラ１５のホトトランジスタ１５ｂの電流Ｉ、は増加
し、発光ダイオード２１ａの順方向電圧を超えると発光
ダイオード２１ａに通電され発光ダイオード２１ａは発
光し、ホトトランジスタ２１ｂが４遣して駆動回路７の
インピーダンス６を分路し、駆動回路７のインピーダン
スを低くする。このためＦＥＴ３のターンオフ時間を短
縮でき、ターンオフ損失を低減できる。
カブラ１５のホトトランジスタ１５ｂの電流Ｉ、は増加
し、発光ダイオード２１ａの順方向電圧を超えると発光
ダイオード２１ａに通電され発光ダイオード２１ａは発
光し、ホトトランジスタ２１ｂが４遣して駆動回路７の
インピーダンス６を分路し、駆動回路７のインピーダン
スを低くする。このためＦＥＴ３のターンオフ時間を短
縮でき、ターンオフ損失を低減できる。
第２図は異なる実施例を示す、この実施例が第１図に示
す実施例と異なる点は制御回路８の抵抗２０と並列に抵
抗２４とスイッチ２５の直列回路が接続されている。
す実施例と異なる点は制御回路８の抵抗２０と並列に抵
抗２４とスイッチ２５の直列回路が接続されている。
この実施例ではスイッチ２５の開閉により発光ダイオー
ド２１ａに流れ始める電流を調整し駆動回路７の動作レ
ベルを変更でき、ＦＥＴ３のターンオフ時間が変更でき
る。なお抵抗２４とスイッチ２５の直列回路は可変抵抗
としてもよい。
ド２１ａに流れ始める電流を調整し駆動回路７の動作レ
ベルを変更でき、ＦＥＴ３のターンオフ時間が変更でき
る。なお抵抗２４とスイッチ２５の直列回路は可変抵抗
としてもよい。
本発明によれば、駆動回路のインピーダンスを軽負荷時
、スイッチング素子のターンオフ時に低減したから高入
力電圧、軽負荷時のターンオフ時間が短縮でき、スイッ
チング素子のターンオフ損失を減少できるという効果が
あり、スイッチング素子の小形化を図ることができ、冷
却フィンの小形化が可能となるうえ、電源の高効率化が
可能となる。
、スイッチング素子のターンオフ時に低減したから高入
力電圧、軽負荷時のターンオフ時間が短縮でき、スイッ
チング素子のターンオフ損失を減少できるという効果が
あり、スイッチング素子の小形化を図ることができ、冷
却フィンの小形化が可能となるうえ、電源の高効率化が
可能となる。
第１図および第２図は本発明によるリンギングチョーク
コンバータの実施例を示し、第１図はその一実施例を示
す結線図、第２図は異なる実施例を示す結線図、第３図
および第４図は従来のリンギングチーークコンバータの
一例を示し、第３図は結線図、第４図は負荷とホトトラ
ンジスタの電流との関係図である。 ２：変圧器、２ａニ一次コイル、２ｂ：制御コイル、３
：ＦＥＴ、４二始動抵抗、６：インピーダンス、７：駆
動回路、８：制御回路、１５ａ：発光ダイオド５レジス
１ 一ド、 １５ｂ：ホト＃フ掃、２１：ホトカブラ、 ２
１ａ：発光ダイオード、２１ｂ：ホトトランジスタ、２
４：抵抗、２５：スイッチ、２．〜、 代理人弁理士 山 口 巖 、上空；ゝえ【−／
コンバータの実施例を示し、第１図はその一実施例を示
す結線図、第２図は異なる実施例を示す結線図、第３図
および第４図は従来のリンギングチーークコンバータの
一例を示し、第３図は結線図、第４図は負荷とホトトラ
ンジスタの電流との関係図である。 ２：変圧器、２ａニ一次コイル、２ｂ：制御コイル、３
：ＦＥＴ、４二始動抵抗、６：インピーダンス、７：駆
動回路、８：制御回路、１５ａ：発光ダイオド５レジス
１ 一ド、 １５ｂ：ホト＃フ掃、２１：ホトカブラ、 ２
１ａ：発光ダイオード、２１ｂ：ホトトランジスタ、２
４：抵抗、２５：スイッチ、２．〜、 代理人弁理士 山 口 巖 、上空；ゝえ【−／
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）一次コイルと制御コイルとを有する変圧器の一次コ
イルにスイッチング素子を接続し、前記制御コイルの電
圧と始動抵抗とにより駆動回路を介して前記スイッチン
グ素子をオン・オフするとともに制御回路を介して前記
スイッチング素子のオン・オフのデューティサイクルを
制御して各コイルの出力電圧を所定値に保つリンギング
チョークコンバータにおいて、前記スイッチング素子の
オフ時における前記駆動回路のインピーダンスを低くす
ることを特徴とするリンギングチョークコンバータ。 ２）請求項１記載のリンギングチョークコンバータにお
いて、制御回路に発光ダイオードを接続し、この発光ダ
イオードとホトカプラを構成するホトトランジスタによ
り駆動回路のインピーダンスを分路することを特徴とす
るリンギングチョークコンバータ。 ３）請求項２記載のリンギングチョークコンバータにお
いて、発光ダイオードと並列に抵抗値の変更可能な抵抗
を接続したことを特徴とするリンギングチョークコンバ
ータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2297649A JP2737391B2 (ja) | 1990-11-02 | 1990-11-02 | リンギングチョークコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2297649A JP2737391B2 (ja) | 1990-11-02 | 1990-11-02 | リンギングチョークコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04172967A true JPH04172967A (ja) | 1992-06-19 |
| JP2737391B2 JP2737391B2 (ja) | 1998-04-08 |
Family
ID=17849323
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2297649A Expired - Fee Related JP2737391B2 (ja) | 1990-11-02 | 1990-11-02 | リンギングチョークコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2737391B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102104319A (zh) * | 2011-04-01 | 2011-06-22 | 欧瑞传动电气有限公司 | 一种igbt驱动电路及控制方法 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI462647B (zh) * | 2012-05-25 | 2014-11-21 | Hep Tech Co Ltd | Light source supply module with linear dimming control |
| TWI469688B (zh) * | 2012-05-25 | 2015-01-11 | Hep Tech Co Ltd | A light source supply module with local switch control |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01234048A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-19 | Seiko Epson Corp | リンギングチョークコンバータの出力制御回路 |
-
1990
- 1990-11-02 JP JP2297649A patent/JP2737391B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01234048A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-19 | Seiko Epson Corp | リンギングチョークコンバータの出力制御回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102104319A (zh) * | 2011-04-01 | 2011-06-22 | 欧瑞传动电气有限公司 | 一种igbt驱动电路及控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2737391B2 (ja) | 1998-04-08 |
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