JPH04190692A - インダクタンス負荷の通電制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野〕 出力がｌＯθワット以上以上室動機の電機子コイルの通
電電流を高速度回転のときに、指定した波形の通電制御
を行なう場合に利用される。

又磁気軸受の電磁石の電流の制御は、その励磁コイルの
インダクタンスが大きいので、回転子を浮上せしめる為
の通電電流の急速な変化が困難となる。かかる困難な問
題が、本発明の手段を利用することにより除去される。

〔従来の技術〕

リラクタンス型の電動機の電機子コイル（励磁コイル）
は、著しくインダクタンスが大きいので、通電電流の位
置検知信号による制御が困難である。

従って、出力トルクが大きい利点がある反面に次の欠点
がある。通電電流の立上りと降下部の時間巾が大きくな
り、従って減トルクと反トルクが発生するので、回転速
度の上昇と効率の上昇が不可能となる。従って実用化さ
れた例は殆んどない現状にある。

又インダクタンス負荷の通電電流のチョッパ回路の応答
性を良好とする為には、インダクタンス負荷が大きい場
合には、対応して電源電圧を高くして、通電電流の立上
りを急速とし、インダクタンスによる蓄積磁気エネルギ
を電源に還流することにより、通電電流の降下を急速と
して応答性を速くして通電電流の制御を行なっている。

「本発明が解決しようとしている課題〕第１の課題 〔従来の技術〕の項で説明したように、チョッパ回路に
よる大きいインダクタンス負荷の通電電流の応答性を高
速とするには、電源電圧を高くする手段があるが、より
高速な応答性を得る為には、電源電圧が著しく高くなり
、実用性が失なわれる問題点がある。

例えば、出力ＳＯＯワットの誘導電動機、リラクタンス
型の電動機の場合に、電機子電流のチョッパ制御のパル
ス巾を数マイクロセコンド位とする為には、駆動トルク
を得る為の印加電圧のｋ　−１０倍の電圧が必要となり
、実用性が失なわれる不都合がある。

第２の課題 リラクタンス型の電動機の電機子コイルの通電を位置検
知信号の巾だけ通電する場合に、その太き、いインダク
タンスの為に通電電流の立上りがおくれて減トルクを発
生し、通電の停止時に蓄積磁気エネルギの放出による電
流の降下時間が長く、反トルクを発生する。

従って、低速の電動機となる問題点がある。

特に、自動車のバッテリ電源の場合には、印加電圧が低
いので、毎分数百回転位までが限界で実用性がない。

小型で出力トルクが大きいので車載電動機として利点が
あるが、上述した欠点の為に実用化できない問題点があ
る。

パルス電動機（ステッピング電動機）の場合にも同じ欠
点がある。

〔課題を解決する為の手段〕

第１の手段 インダクタンス負荷の両端に接続された第１゜第２の半
導体スイッチング素子と、第１、第２の半導体スイッチ
ングを介してインダクタンス負荷に供電する直流電源と
、第１の半導体スイッチング素子とインダクタンス負荷
との直列接続体に逆接続された第１のダイオードと、第
２の半導体スイッチング素子とインダクタンス負荷との
直列接続体に逆接続された第２のダイオードと、インダ
クタンス負荷の通電電流を検出して検出電圧を得る電流
検出回路と、設定された任意の波形の電圧を有する基準
電圧と、インダクタンス負荷に供電する直流電源側に順
方向に押入された逆流防止用のダイオードと、該ダイオ
ードに並列に接続して設けられたコンデンサと、直流電
源より第３の半導体スイッチング素子を介して設定され
た電流が通電されている充電用インダクタンスと、第１
゜第２の半導体スイッチング素子が導通するとき若しく
は、不導通罠保持されるときにのみ第３の半導体スイッ
チング素子を不導通に保持する通電制御回路と第３の半
導体スイッチング素子が不導通に転化したときに、充電
用インダクタンスに蓄積された磁気エネルギによる電流
を第３のダイオードを介して前記したコンデンサに流入
して充電する電気回路と、前記した艦＝力検出電圧が基
準電圧を越えると第１．第２．第３の半導体スイッチン
グ素子を不導通に転化して、インダクタンス負荷の蓄積
磁気エネルギの放出による電流が直流電源側に流入する
ことを逆流防止用ダイオードにより阻止し、第１、第２
のダイオードを介して前記した蓄積磁気エネルギが前記
したコンデ／すを充したコンデンサを充電して静電エネ
ルギとして転換せしめられて該コンデンサを高電圧に充
電することにより、急速に通電電流を降下せしめ、所定
値まで降下すると第１．第２の半導体スイッチング素子
を導通せしめて、該インデンサの充電された高電圧によ
り、通電電流の立上りを急速とするチョッパ回路とより
構成されたものである。

第２の手段 第１、第２のインダクタンス負荷のそれぞれの両端に接
続された第１．菌−の半導体スイッチング素子と第２、
第２の半導体スイッチング素子と、第１．第１．第２、
第２の半導体スイッチング素子を介してそれぞれ第１．
第２のインダクタンス負荷に供電する直流電源と、各半
導体スイッチング素子とこれに接続された各インダクタ
ンス負荷との直列接続体に逆接続された逆接続ダイオー
ドと、第１、第２のインダクタンス負荷の通電電流を検
出して第１の検出電圧を得る通電電流検出回路と、第１
、第２のインダクタンス負荷の通電電流を指令する基準
電圧と、第１、第２のインダクタンス負荷に供電する直
流電源側に順方向に挿入された逆流防止用のダイオード
と、該ダイオードに並列に接続して設けられたコンデン
サと、直流電源より第３の半導体スイッチング素子を介
して通電される充電用インダクタンスと、該充電用イン
ダクタンスの通電電流を検出して第２の検出電圧を得る
通電電流検出回路と、所定の時間巾で所定の時間間隔で
配設された矩形波の電気信号列と、該電気信号列に含ま
れる奇数番目の電気信号により、その巾だけ第１．第１
の半導体スイッチング素子を導通せしめて第１のインダ
クタンス負荷に通電し、偶数番目の電気信号により、そ
の巾だけ第２、第２の半導体スイッチング素子を導通せ
しめて第２のインダクタンス負荷に通電し、奇数番目と
偶数番目のすべての電気信号により、第３の半導体スイ
ッチング素子を導通せしめて充電用インダクタンスに通
電する通電制御回路と、第３の半導体素子が不導通に転
化したときに、充電用インダクタンスに蓄積された磁気
エネルギによる電流を、充電用インダクタンスと第３の
半導体スイッチング素子の接続点に逆接続されたダイオ
ードを介して前記したコンデンサに充電する電気回路と
、前記した第１の検出電圧と基準電圧に比例する電圧と
を比較することにより、第１、第１、第２、第２の半導
体スイッチング素子の導通、不導通を制御して、第１、
第２のインダクタンス負荷の電流値を基準電圧に対応す
る値に保持する第１のチョッパ回路と、前記した第２の
検出電圧と基準電圧に比例する電圧とを比較することに
より第３０半導体スイッチング素子の導通、不導通を制
御して、充電用イン、ダクタンスの電流値を基準電圧に
対応した値に保持する第２のチョッパ回路と、第１、第
２のインダクタンス負荷のｌっの通電が電気信号列に含
まれる電気信号の末端において停止されたときに、該イ
ンダクタンス負荷と充電用インダクタンスに蓄積された
磁気エネルギの放出による電流が直流電源に流入するこ
とを逆流防止用ダイオードにより阻止し、逆接続された
ダイオードを介して前記した蓄積磁気エネルギが、前記
したコンデンサを充電して静電エネルギに転換すること
により、該コンデンサを高電圧の充電電圧に保持すると
ともに通電電流を急速に降下せしめ、次に他の１つのイ
ンダクタンス負荷の通電が、次の電気信号の初端におい
て開始されたときに、該コンデンサの充電された高電圧
により通電電流の立上りを急速とする電気回路とより構
成されたものである。− 第３の手段 第１．第２．第３．・・・の複数個のインダクタンス負
荷のそれぞれの両端に接続された第１，１及び第２２口
及び第３．第１及び・・・の半導体スイッチング素子を
介してそれぞれ第１．第２．第３、・・・のインダクタ
ンス負荷に供電する直流電源と、各半導体スイッチング
素子とこれに接続された各インダクタンス負荷との直列
接続体に逆接続された逆接続ダイオードと、第１．第２
．第３゜・・・のインダクタンス負荷の通電電流をそれ
ぞれ検出して第１群の検出電圧を得る通電電流検出回路
と、第１．第２．第３・・・のインダクタンス負荷の通
電電流を指令する基準電圧と、第１．第２．第３、・・
・のインダクタンス負荷に供電する直流電源側に順方向
に挿入された逆流防止用の第１．第２゜第３．・・・の
ダイオードと、該ダイオードに並列に接続して設けられ
た第１、第２、第３．・・・のコンデンサと、直流電源
より半導体スイッチング素子を介して通電される第１．
第２．第３．・・・の充電用インダクタンスと、該充電
用インダクタンスの通電電流を検出して第一群の検出電
圧を得る通電電流検出回路と、該第２群の検出電圧のそ
れぞれ回路と、所定の時間巾で同じ時間巾だけ離間して
６Ｑ設された矩形波の第１の電気信号列ならびに第１の
電気信号列より位相が順次に所定巾だけお（れた同形の
矩形波の電気信号が配設された第２。

第３．・・・の電気信号列と、第１の電気信号列により
、その巾だけ第１、ｔ′７の半導体スイッチング素子を
導通せしめて第１のインダクタンス負荷に通電し、第２
．第３．・・・の電気信号列により、それぞれ第２．証
コの半導体素子スイッチング素子、第３．第３の半導体
スイッチング素子、・・・を導通せしめて、それぞれ第
２、第３．・・・のインダクタぞれ第１．第２．第３．
・・、・の充電用インダクタンスを半導体スイッチング
素子の導通により通電する第２の通電制御回路と、各充
電用インダクタンスに接続された半導体スイッチング素
子が不導通に転化したときに充電用インダクタンスに蓄
積された磁気エネルギによる電流を、充電用インダクタ
ンスと半導体スイッチング素子の接続点に逆接続された
ダイオードを介して、第１．第２．第３゜・・・のコン
デンサに充電する電気回路と、前記した第１群の検出電
圧と基準電圧に比例する電圧を比較することにより、第
１．第１．第２、第２、第３、第３．・・・の半導体ス
イッチング素子の導通、不導通を制御して、第１．第２
．第３．・・・のインダクタンス負荷の１つの通電が電
気信号列に含まれる電気信号の末端において停止された
ときに、該インダクタンス負荷と対応する充電用インダ
クタンスに蓄積された磁気エネルギの放出による電流が
直流電源に流入することを対応する逆流防止用のダイオ
ードにより阻止し、逆接続ダイオードを介して前記した
蓄積磁気エネルギにより、対応するコンデンサを充電し
て静電エネルギに転換することにより、該コンデンサを
高電圧の充電電圧に保持するとともに通電電流を急速に
降下せしめ、次に到来する電気信号により該インダクタ
ンス負荷の通電されたときに、その初期の始端部におい
て、該コンデンサの充電された高電圧により通電電流の
立上りを急速とする電気回路とより構成されたものであ
る。

〔作用〕

第１の作用 インダクタンス負荷の電流値の制御はチョッパ回路によ
り行なわれている。通電電流を、半導体スイッチング素
子によりオン、オフしているので、インダクタンスの為
Ｋ、オン時の電流の立上りとオフ時の電流の降下がおそ
（なり、速い応答性が失なわれる。

電源電圧を高（して、上記した問題点を解決する手段が
利用されているが、これにも限界がある。

本発明装置では、オフ時の蓄積磁気エネルギを小容量の
コンデンサに充電して高電圧とし、この高電圧によ−り
電流の立上りと降下を急速として、早い応答性のある通
電制御を行りている。

更に又、上述した磁気エネルギの転換時の銅損と鉄損を
、付設する充電用インダクタンスにより補充して上述し
た作用を完全に行なうように構成している。

従って第１の課題が解決される。

第２の作用 リラクタンス型の電動機及びパルス電動機において、電
機子コイルのインダクタンスが著しく大きいので１位置
検知信号の巾だけ通電することは困難で、電流の立上り
と降下の時間巾が増大する。

従って、立上り時の減トルクと降下時の反トルクにより
、回転速度の上昇は不可能である。

直流電源電圧を高電圧とすると、回転速度は上昇するが
、効率が劣化して実用性が失なわれる。

本発明装置では、位置検知信号の末端の通電停止時の電
機子コイルの大きい蓄積磁気エネルギをコンデンサに充
電して高電圧−に保持し、次に通電される電機子コイル
にその高電圧を印加して、電流の立上りを急速としてい
る。

このときの銅損と鉄損を別設した充電用インダクタンス
の磁気エネルギにより補充しているので、高速度高効率
のリラクタンス型の電動機が得られる作用がある。

従って第２の課題が解決される。

〔実施例〕

第１図以降の実施例につき、本発明装置の詳細を説明す
る。図面の同一記号のものは同一部材なのでその重複し
た説明は省略する。

第１図（ａ）において、記号ｌは、インダクタイス負荷
で、例えば電動機の１個の電機子コイル若しくは磁気軸
受の励磁コイルである。コイルの磁心は省略して図示し
ていない。

負荷／の両端には、トランジスタ３ａ、３ｂが接続され
、ダイオード４！ａ、４（ｂが、各トランジスタと負荷
ｌとに逆接続されている。

励磁電流（電機子電流と考えてもよい。）は、抵抗？ａ
の電圧降下として検出され、絶対値回路（整流回路）　
１０により整流され、その出力は、オペアンプ／／ａの
一端子に入力されている。子端子の入力は端子／／の基
準電圧となっている。

基準電圧は、第２図のタイムチャートの曲線／ｑとして
一例が示されている。

直流電源端子２ａ、２ｂにより、負荷ｌは、順方向に接
続されたダイオード６を介して供電される。

第２図の曲線／４（で示す基準電圧がオペアンプｌ／ａ
に入力されると、オペアンプ／／ａの出力はアンド回路
ｇａに入力される。端子り已の入力はハイレベルに保持
されているので、反転回路を介して、トランジスタ３ａ
が導通する。同時にトランジスタ３ｂも導通する。

従って、負荷／は通電され、励磁電流は、第２図の点線
曲線ｌＳに示すように立上って通電が開始される。

抵抗９ａの電圧降下（通電電流即ち励磁電流に比例して
いる。）が、オペアンプ／／ａの子端子の電圧を越える
と、オペアンプ／／ａの出力はローレベルに転化するの
で、トランジスタ３ａ、：ｌｂは不導通となる。

負荷ｌに蓄積された大きい磁気エネルギは、ダイオード
ｆａ、Ｉｌｂを介して電源正極２ａ側に還流されて、消
滅せしめるのが、周知の手段であるが、本発明装置では
、逆流防止用の°ダイ看−ド６により、上記した還流が
阻止されるので、コンデンサＳを充電して高電圧とする
。

従って、電流は急速に降下し、所定値だけ降下すると、
オペアンプ／／ａのヒステリシス特性により、その出力
がハイレベルに復帰する。

従っ°て、トランジスタ３ａ、３ｂが導通し、コンデン
サＳの充電電圧により、励磁電流は急速に立上るが、第
２図の曲線ｌｌＩの電圧まで、絶対値回路１０の出力が
増大すると、トランジスタ３　ａ　、　Ｊ−ｂは再び不
導通となる。かかるサイクルを繰返すチョッパ回路とな
り、負荷ｌの励磁電流の曲＆ｌＳは、曲＠ｔｑ（基準電
圧）ｋ比例したものとなる。

上述したチョッパ作用を第２図の点線ｌ乙の近傍のみを
時間的に拡大して示したのがその下段の電流曲線である
。

点１１Ｍ１ダａ）マ、基準電圧ｌダに比例した励磁電流
を拡大して示したものである。曲ｉ／ｊａ　、　／！；
　ｂ　、・・・は、負荷ｌに実際に流れる脈流を示した
ものである。トランジスタ３ａ、３ｂが導通すると、曲
線／ｊａに示すように電流が立上るが、このときに、コ
ン、デンサＳに蓄積された静電エネルギによる高電圧に
より電流の立上りは急速となる。

点線／４１ａまで立上ると、トランジスタ３ａ、３気エ
ネルギは、コンデンサＳを充電して高電圧とするので、
降下は急速となる。

かかるサイクルを繰返して、励磁電流は曲線ＩＱａを上
限値として変化するものである。

曲線／！；　ａ　、／！；　ｂ　ｐ・・・の時間巾は、
コンデンサＳの容量により変化され、容量が小さい程時
間巾が小さくなる特徴がある。

以上の事実は、負荷ｌとコンデンサＳは並列共振回路と
相似した性質があるので、コンデンサＳの容量が小さく
なる程共振周波数が大きくなることからも推定されるも
のである。

インダクタンス負荷ｌの抵抗によるジュール損失及びイ
ンダクタンス負荷ンの磁心部で鉄損が発生する為の損失
により、エネルギ損失が発生する。

チョッパ周波数を大きくすると、この損失は対応して増
大する。実測によると、３０％位の損失となる。

従りて、コンデンサＳに蓄積された静電エネルギは減少
し、この静電エネルギを、インダクタンス負荷ｌの磁気
エネルギに転化するときに損失により更に減少する。

上述した理由により、第２図の電流の立上り部１５ａと
降下部の巾が増大するので、高い周波数のチョッパ作用
を行なうことが困難となる。

特に、大きいインダクタンス負荷ｌの場合には、上述し
た困難が大きい欠点となり、曲線ｉｓの時間巾矢印１２
が小さい場合には、曲線／４’に対応して励磁電流／３
を正確に応答性良く制御することが不可能となる欠点を
発生する。

次に上記した欠点を除去する手段につき説明する。磁路
の閉じられたソフトフェライト磁心にコイルが捲着され
たインダクタンスが記号／ａとして示されている。

電源端子、２ａより低い電圧の正電圧端子−〇と負電圧
端子２ｂにより、インダクタンス／ａはトランジスタ３
ｃを介して通電される。

端子？より正電圧が入力されているので、トランジスタ
３Ｃは導通している。

従って、インダクタンス／ａには所定の電流値の通電が
行なわれている。アンド回路ｆｆａの出力がハイレベル
のとき、即ちトランジスタＪａ、Ｊｂが導通して、イン
ダクタンス負荷ｌの電流が増加するときに、トランジス
タ３ｄが導通するので。

トランジスタ３Ｃは不導通に転化して、インダクタンス
／ａに蓄積された磁気エネルギは、ダイオードｌＩＣを
介してコンデンサＳを図示の極性に充電して静電エネル
ギに転化される。

従って、インダクタンス負荷ｌの蓄積磁気エネルギによ
り、すでに充電されているコンデンサＳの電圧な史に上
昇して高電圧とする。

従って、インダクタンス負荷／の電流の立上りが急速と
なる。

次にアンド回路ざａの出力がローレベルとなると、イン
ダクタンス負荷ｌの通電が断たれ、そのタンス／ａの電
流は増大する。

以上の説明より理解されるように、インダクタンスｌの
銅損と鉄損で失なわれたエネルギは、インダクタンス／
ａより、ダイオードｌＩｃを介して補充されるので、チ
ョッパ電流の立上りと降下部の巾を所定の値に保持でき
て、応答性の早いインダクタンス負荷ｌの通電制御を行
なうことができる作用効果がある。

インダクタンス／ａは、コンデンサＳの充電を行なうの
で、充電用インダクタンスと呼称する。

インダクタンス負荷ｌの電流の立上るときに、充電用イ
ンダクタンス／ａよりコンデンサＳを充電しているが、
点線で示す反転回路３ｅを挿入して、インダクタンス負
荷ｌの電流の降下時に、インダクタンス／ａの蓄積磁気
エネルギをコンデンサＳに充電しても同じ目的が達成さ
れる。

充電用インダクタンス／ａの通電電流値は、インダクタ
ンス負荷ｌの通電電流に対応して大きく設定することが
より効果的である。

その為に、基準電圧１／の電圧に比例して正電圧端子２
ｃを上昇せしめるか、若しくは、トランジスタ３ｃを活
性領域で作動して、端子？より流入するベース電流を、
基準電圧ｌ／に比例する電圧とすることにより目的が達
成されるものである。

第１図（ｂ）は同じ目的を達成する為の他の手段である
。第１図（ｂ）のコンデンサＳは、ダイオード６と並列
に接続されていることが、第１図（ａ）と異なっている
。又チョッパ回路が異なっている。

第１図（ｂ）において、励磁電流が増大して、抵抗ｑａ
の電圧降下が、基準電圧端子／ｌの電圧（第２図の曲線
ｌダ）を越えると、オペアンプ／／ａの出力がハイレベ
ルに転化する。この出力は、微分回路１３により立上り
部の微分パルスが得られ、微分パルスは単安定回路／Ｊ
ａを付勢するので所定の時間巾の電気パルスが得られる
。

この電気パルスは、反転回路／３ｂで反転されて、トラ
ンジスタ３ａ、３ｂを付勢して不導通とする。

上述した電気パルスの時間巾は、第２図の曲線／３；ｈ
　、　／、ｔｄ　、・・・の巾と等しくされる。

従って、所要のチョッパ作用が行なわれる。

インダクタンス／ａの通電が断たれたときに。

その磁気エネルギにより、コンデンサＳは図示の極性に
充電されるので、電源正端子コａ、、２ｂ電圧とコンデ
ンサ５の充電電圧が加算されて、インダクタンス負荷ｌ
の通電電流の立上りを急速とし、又降下も急速とするこ
とが、第１図（１））の場合より有効な手段となる。

他の作用効果は第１図（ａ）の場合と同様である。

周知の手段によると、端子Ｊａ、、２ｂの印加電圧は高
い電圧となり、チョッパ周波数（曲線ｌｔａ。

／＆ｂ、・・・の時間巾）を小さくすることには限界が
あるＯ 従って、基準電圧向ｍ／’Ｉの矢印ｌコの巾が小さく１
００マイクロセコンド位となると、曲線ｌｑの図示のよ
うな凹凸に対応する時定数の小さい応答は不可能となる
欠点がある。

本発明装置によると、印加電圧を低（しても、コンデン
サＳの作用により、応答性を高速度とすることができる
効果がある。

実測によると、出力３００ワット位のりラフタンス型の
電動機の磁極の励１磁コイルの通電制御を行なった場合
に、印加直流電圧１００ボルトで、曲線／ｊａ　、　／
ｊｂ　、・・・の巾は０．Ｓマイクロセコンドとなる。

このときのコンデンサＳの容量は、０．ｌマイクロファ
ラッドである。

従りて、大きいインダクタンス負荷の場合でも、励磁電
流の応答性のよい通電制御を行なうことができるので、
磁気軸受の励磁コイルの通電制御を行なうことにより、
回転体の磁気浮上をより正確に行なうことができる作用
効果がある。

トランジスタＪａ、Ｊｂ、ＪｃＤ代りに、ＩＧＢＴと呼
称される半導体スイッチング素子を使用すると、大電流
でより高速度の応答性のものが得られる。

第２図の曲に／’Ｉをサイン波とすると、インバータに
本発明手段が利用できて、高速度で振動の少ない高速誘
導機が得られる。

第７図（１））において、ダイオード６は電源正極コミ
側に設けられているが、後述するように電源負極２ｂ側
に設けても同じ目的が達成される。

リラクタンス型の電動機の電機子コイルは、マグネット
回転子のブラシレス電動機と比較して、磁極のインダク
タンスが著しく太きい。

従って出力トルクは大きいが、磁極の磁気エネルギの転
換がおそくなり、回転速度が低下し実用性が失なわれて
いる。

本発明の技術を利用すると、上述した欠点が除去されて
、毎分１０万回転のものまで得られる効果がある。

第１図（Ｃ）（ｄ）につき詳細を説明する。

第３図（ａ）は、３相全波通電のりラフタンス型の電動
機の１つの相の位置検知信号を示したタイムチャートで
ある。

曲線／７ａ’、　／？　ｂ　、・・・は１つの相の片波
の通電の磁極の電機子コイルの通電を指令する位置検知
信号で、それぞれ電気角で１２０度の巾で、互いに３６
０度の位相差があり、矩形波の電気信号となっている。

曲線／ｇａ、・・・も同じ波形で、磁極の電機子コイル
に他の片波の通電を行なう位置検知信号となっている。

曲線／ｆｆａ　、　山と曲線／７ａ、／？ｂ、・・・は
電気角で１１０度の位相差がある。

片波の電機子コイルガ、第１図（ｃ）でインダクタンス
負荷ｌとして示され、他の片波の電機子コイルがインダ
クタンス負荷／−／として示されている。トランジスタ
３ａ、３ｂが位置検知信号曲線／７ａの巾だけ通電され
ると、その大きいインダクタンスの為に、第３図（ａ）
の曲線／９のように立上り、点線〃の点で通電が断たれ
ると、大きい磁気エネルギの放電により電流が降下する
。

正トルクの発生する区間は、矢印２／ａの巾で、電気角
で１１０度なので、立上り部では減トルク（トルクが減
少する）が発生し、降下部では反トルクが発生する。

高速度の回転となると、曲１ｊ／７ａの巾は対応して小
さくなるが、反トルクを発生する時間巾は不変である。

又減トルクの量が増大する。

従って、高速度の回転は不可能となる。

理想的な通電は、曲線／７ａの巾だけ矩形波の通電を行
なうことである。

本発明の手段によると、上述した問題点が解決されるも
のである。次にその説明をする。

第１図（ｅ）において、曲線／？ａ、／７ｂ、・・・の
位置検知信号は、端子７ａより入力される。

オペアンプ／／ａの子端子には、基準電圧ｌ／を抵抗９
で分割した電圧が入力されている。

アンド回路ｇａ、）ランラスタ３ａ、３ｂ、ダイオード
ｌＩａ、４１ｂ、抵抗９ａ、絶対値回路１０の作用は、
第１図（ａ）と全く同じ作用を行なうので。

基準電圧ｌ／に対応したチョッパ作用により、インダク
タンス負荷ｌ（電機子コイル）には、所定の値の電流が
通電される。午の電流が第３図（ａ）の２段目の曲線２
．１ｂに相等している。

曲線／？ａの末端で、トランジスタａａ、３ｂが不導通
に転化して通電が断たれるが、その詳細を次に説明する
。

れた磁心（ソフトフェライト製）に捲着された充電用イ
ンダクタンスで、トランジスタ３Ｃを介して通電制御が
行なわれている。

アンド回路ざｂの左側の入力信号は、アンド回・同じ作
用を行なうので、チョッパ回路となる。

従って、充電用インダクタンス／ａには、基準電圧／ｌ
に規制された電流値の通電が、第３図（ａ）の曲＆／？
ａの巾だけ行なわれる。

このときに、充電用インダクタンス／ａは、チ行なわれ
ている。曲線／？ａの末端で、トランジスタ３ａ、３ｂ
、３Ｃはともに不導通に転化するので、インダクタンス
負荷ｌに蓄積された磁気エネルギは、ダイオード＆ａ、
＃ｂ、電源端子２ａ。

２ｂを介してコンデンサＳを図示の極性に充電する。又
同時充電用インダクタンス／ａに蓄積された磁気エネル
ギもダイオードｌｌｃ、１ＩｅＬを介してコンデンサＳ
を充電する。

従ってコンデンサＳは高電圧に充電されて保持される。

記号Ａは、インダクタンス負荷／−１をインダクタンス
負荷ｌと全く同様に通電制御を行なうブロック回路で、
端子７ｂ（端子７ａに対応する）には、第３図（ａ）９
曲線／ｇａ＊・・・の位置検知信号が入力されている。

インダクタンス負荷／−／は、電動機の片波の磁極に捲
着された電機子コイルを示しているので、端子？ｂに入
力された曲７１５）／ｆａ、・・・の位置検知信号によ
りその巾だけ、基準電圧／／に規制された通電が、抵抗
ｑａ、オペアンプ／／ａによるチョッパ作用により行な
われている。

曲線／ｆｆａの電気信号が入力されると、インダクタン
ス負荷／−／の両側のトランジスタが導通して通電され
る。

このときの印加電圧は、コンデンサ３の充電電圧と電源
端子２ａ、コｂの電圧が加算されたものとなるので、電
流は急速に立上がる。

従って、第３図（ａ）の３段目の曲線２３のように立上
がる。その後の点線２３ａはチョッパ回路により制御さ
れた通電となる。

曲線／ｆａの末端で、インダクタンス負荷／−／の両端
のトランジスタと充電用インダクタンスｌａの下側のト
ランジスタ３Ｃが同時に不導通に転化するので、電流は
曲１ｇ２Ｊｃのように急速に降下する。

上述した通電の立上りと降下は、コンデンサＳの充電電
圧により急速となるので、電機子コイルの通電電流、そ
のインダクタンスの大きさにより、コンデンサＳの容量
を調整する必要がある。又充電用インダクタンス／ａの
通電電流とそのインダクタンスに関しても事情は同じで
ある。

第３図（ａ）の矢印、２／ｂは電気角で１１０度なので
、曲線２２ａ、　２２ｂ　、　２λＣの巾がその区間内
にあれば反トルクの発生はなく、矩形波に近い通電であ
れば減トルクも発生しない。

次に端子７ａより、曲線／７１）の電気信号が入力され
ると、曲１ｇ１２ｄに示す通電が行なわれる。

以上の説明より理解されるように、端子？ａ。

７ｂの位置検知信号の入力により、１つの相の片波通電
の電機子コイルと他の片波通電の電機子コイルは、交互
に通電され、又同時に充電用インダクタンス／ａも同じ
巾だけ通電される。

各電機子コイルの通電の交替時に、コンデンサＳの充電
、放電により、通電の立上りと降下を急速とし、このと
きに発生する銅損と鉄損を、充電用インダクタンス／ａ
の蓄積磁気エネルギにより補充して上述した立上りと降
下を、より急速とすることが本発明の要旨である。

従ってかかる条件を満足するように、第１図（ｅ）の充
電用インダクタンス／ａの大きさ、通電電流を調整する
必要がある。

３相の電機子コイルの他の２相の電機子コイルについて
も同じ手段が採用されている。

従って、リラクタンス型３相電動機の大きい出力トルク
を保持して、しかも高速回転を行なうことができる作用
効果がある。

同じ目的を達する為の他の手段を第１図（ｄ）について
説明する。第１図（ｄ）において、第１図（ｅ）と異な
る点のみを説明する。

端子７ａに、第３図（ａ）の曲線／？ａの位置検知信号
が入力されていると、トランジスタａｈ、３ｂが導通し
て、インダクタンス負荷ｌが通電される。

電流が増大して、抵抗ｑａの電圧降下がオペアンプ／／
ａの子端子の入力電圧（基準電圧）を越えると、アンド
回路ざａの入力がローレベルに転化するので、トランジ
スタ３ａのみが不導通に転化する。

インダクタンス負荷／の磁気エネルギは、トランジスタ
３ｂ、抵抗？ａ、ダイオードダｂを介して放電されて電
流が減少する。設定値まで減少すると、オペアンプ／／
ａのヒステリシス特性により、その出力がハイレベルに
復帰するので、トランジスタ３ａは再び導通して電流が
増大する。かかるサイクルを繰返すチョッパ回路となり
、インダクタンス負荷ｌの通電電流が設定値に保持され
る。

曲線／？ａの末端では、トランジスタ３ａ、３ｂはとも
に不導通となるので、インダクタンス負荷／の磁気エネ
ルギは、ダイオード９ａ、４ｆｂを介してコンデンサＳ
を図示の極性に充電する。

このときに、コンデンサＳの電圧と電源２ａ。

２ｂの電圧が加算されているので、インダクタンス負荷
／の通電が急速に降下する。

又充電用インダクタンス／ａにも、アンド回路ｇｂ、抵
抗９ｂ、オペアンプ／／ｂで構成されたチョッパ回路の
作用により、曲線／？ａの区間だけ基準電圧／ｌに比例
する設定値の通電が行なわれている。曲線／７ａの末端
で、アンド回路ｇｂの出力がローレベルに転化して、ト
ランジスタ３ｃが不導通となり、インダクタンス／ａの
磁気エネルギはダイオードｌＩｃを介してコンデンサＳ
を充電して更に高圧とする。従ってインダクタンス負荷
ｌ（電機子コイル）、の通電の降下は更に急速となる。

ブロック回路Ａは、他の片波通電の電機子コイル（イン
ダクタンス負荷／−／で表示する）の通電をする為のイ
ンダクタンス負荷ｌの通電と同じ電気回路である。

所定時間後に、第３図（ａ）の曲線／ｇａの位置検知信
号が端子７ｂに入力される。

コンデンサＳの充電電圧と電源端子Ｕａ、コｂの加算さ
れた高電圧が、インダクタンス負荷／−ｌの両端に接続
したトランジスタの導通により印加されるので１通電電
流は急速に立上る。

その後は、オペアンプ／／ａ、抵抗９ａ等によるチョッ
パ回路により、電流は、基準電圧に対応した電流値とな
る。

充電用インダクタンス／ａも前述した場合と同様に基準
電圧に比例した電圧が、曲線／ｆｆａの巾だけ通電され
る。

以上の説明より判るように、インダクタンス負荷／、／
−／は交互に位置検知信号の巾だけ通電され、通電の初
期の立上りと通電停止時の降下は急速となるので本発明
の目的が達成される。

第１図（Ｑ）（ｄ）の基準電圧／／を回転速度検出装置
の回転速度検出信号により制御して変更することにより
定速制御を行なうことができる。

本発明による手段は、マ夛ネット回転子を有する３相の
ブラシレス電動機にも適用できる。この場合には、電機
子コイルのインダクタンスが小さいので更に高速に回転
する電動機とすることができるものである。

第１図社）において、コンデンサＳを除去し、点線の結
線で示すように、同じ容量のコンデンサＳａを設けても
同じ効果が得られる。

本発明の技術は、パルス電動機（ステッピング電動機）
Ｋ適用できる。

パルス電動機を大型高トルクとすると、電機子コイルの
インダクタンスが増大して、ステッピングの時間が増大
して、負荷を迅速に移動することが不可能となる欠点を
生ずる。

特にリラクタンス型とすると、出力トルクは増大するが
上述した欠点は更に大きくなる。

本発明の手段によると上述した欠点が除去されるので、
を相片波通電のパルス電動機を例として次に説明する。

第３図（ｂ）のタイムチャートにおいて、曲線２４ｔａ
。

２グｂ、・・・は、矩形波で、巾は電気角で／ざθ度離
間している。この電気信号列は第１の相のパルス信号で
ある。

曲線２！；ａ、コ５ｂ、・・・２曲線コＡａ、ムｂ、・
・・１曲線２７　ａ　、　２？　ｂ　、−、曲線Ｍ　ａ
　、コｇ　ｂ　、−、曲線コ９ａ、２９ｂ、・・・は第
１相のパルス信号と同じ形状で。

順次に電気角で６０度位相がおくれて配設され、それぞ
れ第２．第３．第ダ、第Ｓ、第６の相のパルス信号とな
る。

第９図において、第７の相の磁極に件着された第１の相
の電機子コイル（インダクタンス負荷）／及び充電用イ
ンダクタンス／ａは、第７図（ｄ）より、ブロック回路
Ａを除去したもの全く同じ回路により通電制御が行なわ
れている。

従って作用効果も同じであるが、次の点が異なっている
。

端子？ａより、第３図（ｂ）の曲線評ａのパルス信号が
入力されると、第１の相のインダクタンス負荷（電機子
コイル）には１曲線３ａに示す通電電流が得られ、電流
の立上りと降下は急速となる。

この特徴は第３図（ｄ）の場合と全（同様である。

次に曲線２’ｌｂのパルス信号が端子７ａに入力される
と、コンデンサＳに充電された高電圧と電源端子２ａ、
コｂが加算されて、インダクタンス負荷ｌに印加される
ので１曲線Ｊｂの立上りが急速となる。曲線２Ｑ　ｂの
末端で通電が停止されると、充電用インダクタンス／ａ
とインダクタンス負荷ｌに蓄積された磁気エネルギは、
コンデンサＳの静電エネルギに転換されて高電圧に充電
される。

従って曲線Δｂの降下は急速となる。

以上の説明のように、インダクタンス負荷の大きさに無
関係に、又回転速度が大きくなっても、電気パルス信号
に対応した巾の通電が第７の相の電機子コイルに通電さ
れる作用効果がある。

ブロック回路Ｂは、第２の相の磁極に捲着されり第２の
相の電機子コイル即ちインダクタンス負荷／−／と充電
用インダクタンス／１）を含む右側のインダクタンス負
荷ｌと充電用インダクタンス／ａと全く同じ構成の電気
回路である。

ブロック回路Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆも全く同じ回路で、それぞ
れ第３．第ダ、第５．第６の相の電機子コイル即ちイン
ダクタンス負荷／−２，／−，７，／−９，／−３及び
充電用インダクタンス／ｃ、／ｄ、／ｅ、／ｆの通電制
御回路である。

端子？ｂ、７ｃ　、？ｄ、？ｅ　、？ｆには、第３図（
ｂ）の曲Ｉｊｌ！２！ｉａ、Δｂ、・・・及びその下の
段のパルス信号がそれぞれ入力される。

従って、第２．第３．第ダ、第Ｓ、第６の相の電機子コ
イルには、対応するパルス信号の巾だけの通電が行なわ
れるので、高速ステッピングの回転が行なわれる作用効
果がある。

従って本発明の目的が達成されるものである。

〔効果〕

第１の効果 インダクタンス負荷の通電電流のチョッパ制御を行なっ
て、速い変化のある入力信号に対応した応答性の早い通
電制御を行なうことができる。特に大きいインダクタン
ス負荷の場合に有効な技術となる。

第２の効果 大きい出力の電動機を高速度、高効率で駆動することか
できる。特に、リラクタンス型の電動機及びパルス電動
機の場合には、電機子コイル（インダクタンス負荷）が
大きいインダクタンスを有するので、高トルクとなるが
、低速度となり実用性が失なわれる。

本発明装置によると、高トルク、高効率で高速度のもの
が得られるので実用性があり有効な技術を供与できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明装置の通電制御の為の電気回路、第２
図は、インダクタンス負荷制御の為の入力信号と通電電
流のタイムチャート、第３図は、電動機の位置検知信号
曲線とパルス電動機の入力パルス信号のタイムチャート
、第ｆ図は、パルス電動機の通電制御の為の電気回路図
をそれぞれ示す・ ／、／−１，／−２，・・・インダクタンス負荷（電機
子コイル）、　　／ａ、／ｂ、・・・充電用インダクタ
ンス、　　２ａ、２ｂ、２ｃ・・・直流電源正負端子、
　１０・・・絶対値回路、　７／ａ、／／ｂ・・・オペ
アンプ、　　３θ・・・反転回路、　ｌ／・・・基準電
圧、　１３・・・微分回路、　／、？ａ・・・単安定回
路、　Ａ、Ｂ、・・・。 Ｆ・・・ブロック回路、　ＩＱ・・・入力電気信号曲線
、／ｊ；、　／！；ａ　、　／！；ｂ　、・・・／ｊｄ
・・・インダクタンス負荷の電流曲線、　／？ａ　、　
／？ｂ　、　−、／ｆｆａ　、　−、位置検知信号曲線
、　／９，２２ａ、２．１ｂ、−，２３，ＩＪａ。 −−−、２！；ａ、　２３　ｂ　、　−通電電流曲線、
　評ａ、コ＋ｂ。 −・・、　２！；　ａ　、　２！　ｂ　、−１，２Ａａ
、コロｂ、・　、コ？ａ、Ｊ？ｂ、−，２ｇａ、Ｍｂ、
−，２９ａ、２９ｂ、−人力パルス信号曲線。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）インダクタンス負荷の両端に接続された第１、第
   ２の半導体スイッチング素子と、第１、第２の半導体ス
   イッチングを介してインダクタンス負荷に供電する直流
   電源と、第１の半導体スイッチング素子とインダクタン
   ス負荷との直列接続体に逆接続された第１のダイオード
   と、第２の半導体スイッチング素子とインダクタンス負
   荷との直列接続体に逆接続された第２のダイオードと、
   インダクタンス負荷の通電電流を検出して検出電圧を得
   る電流検出回路と、設定された任意の波形の電圧を有す
   る基準電圧と、インダクタンス負荷に供電する直流電源
   側に順方向に挿入された逆流防止用のダイオードと、該
   ダイオードに並列に接続して設けられたコンデンサと、
   直流電源より第３の半導体スイッチング素子を介して設
   定された電流が通電されている充電用インダクタンスと
   、第１、第２の半導体スイッチング素子が導通するとき
   若しくは、不導通に保持されるときにのみ第３の半導体
   スイッチング素子を不導通に保持する通電制御回路と、
   第３の半導体スイッチング素子が不導通に転化したとき
   に、充電用インダクタンスに蓄積された磁気エネルギに
   よる電流を第３のダイオードを介して前記したコンデン
   サに流入して充電する電気回路と、前記した検出電圧が
   基 準電圧を越えると第１、第２、第３の半導体スイッチン
   グ素子を不導通に転化して、インダクタンス負荷の蓄積
   磁気エネルギの放出による電流が直流電源側に流入する
   ことを逆流防止用ダイオードにより阻止し、第１、第２
   のダイオードを介して前記した蓄積磁気エネルギが前記
   したコンデンサを充電して静電エネルギとして転換せし
   めるとともに充電用インダクタンスの蓄積磁気エネルギ
   が第３のダイオードを介して前記したコンデンサを充電
   して静電エネルギとして転換せしめられて該コンデンサ
   を高電圧に充電することにより、急速に通電電流を降下
   せしめ、所定値まで降下すると第１、第２の半導体スイ
   ッチング素子を導通せしめて、該コンデンサの充電され
   た高電圧により、通電電流の立上りを急速とするチョッ
   パ回路とより構成されたことを特徴とするインダクタン
   ス負荷の通電制御装置。
2. （２）第１、第２のインダクタンス負荷のそれぞれの両
   端に接続された第１、＠第１＠の半導体スイッチング素
   子と第２、＠第２＠の半導体スイッチング素子と、第１
   、＠第１＠、第２、＠第２＠の半導体スイッチング素子
   を介してそれぞれ第１、第２のインダクタンス負荷に供
   電する直流電源と、各半導体スイッチング素子とこれに
   接続された各インダクタンス負荷との直列接続体に逆接
   続された逆接続ダイオードと、第１、第２のインダクタ
   ンス負荷の通電電流を検出して第１の検出電圧を得る通
   電電流検出回路と、第１、第２のインダクタンス負荷の
   通電電流を指令する基準電圧と、第１、第２のインダク
   タンス負荷に供電する直流電源側に順方向に挿入された
   逆流防止用のダイオードと、該ダイオードに並列に接続
   して設けられたコンデンサと、直流電源より第３の半導
   体スイッチング素子を介して通電される充電用インダク
   タンスと、該充電用インダクタンスの通電電流を検出し
   て第２の検出電圧を得る通電電流検出回路と、所定の時
   間巾で所定の時間間隔で配設された矩形波の電気信号列
   と、該電気信号列に含まれる奇数番目の電気信号により
   、その巾だけ第１、＠第１＠の半導体スイッチング素子
   を導通せしめて第１のインダクタンス負荷に通電し、偶
   数番目の電気信号により、その巾だけ第２、＠第２＠の
   半導体スイッチング素子を導通せしめて第２のインダク
   タンス負荷に通電し、奇数番目と偶数番目のすべての電
   気信号により、第３の半導体スイッチング素子を導通せ
   しめて充電用インダクタンスに通電する通電制御回路と
   、第３の半導体素子が不導通に転化したときに、充電用
   インダクタンスに蓄積された磁気エネルギによる電流を
   、充電用インダクタンスと第３の半導体スイッチング素
   子の接続点に逆接続されたダイオードを介して前記した
   コンデンサに充電する電気回路と、前記した第１の検出
   電圧と基準電圧に比例する電圧とを比較することにより
   、第１、＠第１＠、第２、＠第２＠の半導体スイッチン
   グ素子の導通、不導通を制御して、第１、第２のインダ
   クタンス負荷の電流値を基準電圧に対応する値に保持す
   る第１のチョッパ回路と、前記した第２の検出電圧と基
   準電圧に比例する電圧とを比較することにより第３の半
   導体スイッチング素子の導通、不導通を制御して、充電
   用インダクタンスの電流値を基準電圧に対応した値に保
   持する第２のチョッパ回路と、第１、第２のインダクタ
   ンス負荷の１つの通電が電気信号列に含まれる電気信号
   の末端において停止されたときに、該インダクタンス負
   荷と充電用インダクタンスに蓄積された磁気エネルギの
   放出による電流が直流電源に流入することを逆流防止用
   ダイオードにより阻止し、逆接続されたダイオードを介
   して前記した蓄積磁気エネルギが、前記したコンデンサ
   を充電して静電エネルギに転換することにより、該コン
   デンサを高電圧の充電電圧に保持するとともに通電電流
   を急速に降下せしめ、次に他の１つのインダクタンス負
   荷の通電が、次の電気信号の初端において開始されたと
   きに、該コンデンサの充電された高電圧により通電電流
   の立上りを急速とする電気回路とより構成されたことを
   特徴とするインダクタンス負荷の通電制御装置。
3. （３）第１、第２、第３、・・・の複数個のインダクタ
   ンス負荷のそれぞれの両端に接続された第１、＠第１＠
   及び第２、＠第２＠及び第３、＠第３＠及び・・・の半
   導体スイッチング素子を介してそれぞれ第１、第２、第
   ３、・・・のインダクタンス負荷に供電する直流電源と
   、各半導体スイッチング素子とこれに接続された各イン
   ダクタンス負荷との直列接続体に逆接続された逆接続ダ
   イオードと、第１、第２、第３、・・・のインダクタン
   ス負荷の通電電流をそれぞれ検出して第１群の検出電圧
   を得る通電電流検出回路と、第１、第２、第３・・・の
   インダクタンス負荷の通電電流を指令する基準電圧と、
   第１、第２、第３、・・・のインダクタンス負荷に供電
   する直流電源側に順方向に挿入された逆流防止用の第１
   、第２、第３、・・・のダイオードと、該ダイオードに
   並列に接続して設けられた第１、第２、第３、・・・の
   コンデンサと、直流電源より半導体スイッチング素子を
   介して通電される第１、第２、第３、・・・の充電用イ
   ンダクタンスと、該充電用インダクタンスの通電電流を
   検出して第２群の検出電圧を得る通電電流検出回路と、
   該第２群の検出電圧のそれぞれにより、前記した基準電
   圧に比例する電流を対応する充電用インダクタンスに通
   電する第１のチョッパ回路と、所定の時間巾で同じ時間
   巾だけ離間して配設された矩形波の第１の電気信号列な
   らびに第１の電気信号列より位相が順次に所定巾だけお
   くれた同形の矩形波の電気信号が配設された第２、第３
   、・・・の電気信号列と、第１の電気信号列により、そ
   の巾だけ第１、＠第１＠の半導体スイッチング素子を導
   通せしめて第１のインダクタンス負荷に通電し、第２、
   第３、・・・の電気信号列により、それぞれ第２、＠第
   ２＠の半導体素子スイッチング素子、第３、＠第３＠の
   半導体スイッチング素子、・・・を導通せしめて、それ
   ぞれ第２、第３、・・・のインダクタンス負荷を通電せ
   しめる第１の通電制御回路と、第１、第２、第３、・・
   ・の電気信号列により、その巾だけそれぞれ第１、第２
   、第３、・・・の充電用インダクタンスを半導体スイッ
   チング素子の導通により通電する第２の通電制御回路と
   、各充電用インダクタンスに接続された半導体スイッチ
   ング素子が不導通に転化したときに充電用インダクタン
   スに蓄積された磁気エネルギによる電流を、充電用イン
   ダクタンスと半導体スイッチング素子の接続点に逆接続
   されたダイオードを介して、第１、第２、第３、・・・
   のコンデンサに充電する電気回路と、前記した第１群の
   検出電圧と基準電圧に比例する電圧を比較することによ
   り、第１、＠第１＠、第２、＠第２＠、第３、＠第３＠
   、・・・の半導体スイッチング素子の導通、不導通を制
   御して、第１、第２、第３、・・・のインダクタンス負
   荷の電流値を基準電圧に対応する値に保持する第２のチ
   ョッパ回路と、第１、第２、第３、・・・のインダクタ
   ンス負荷の１つの通電が電気信号列に含まれる電気信号
   の末端において停止されたときに、該インダクタンス負
   荷と対応する充電用インダクタンスに蓄積された磁気エ
   ネルギの放出による電流が直流電源に流入することを対
   応する逆流防止用のダイオードにより阻止し、逆接続ダ
   イオードを介して前記した蓄積磁気エネルギにより、対
   応するコンデンサを充電して静電エネルギに転換するこ
   とにより、該コンデンサを高電圧の充電電圧に保持する
   とともに通電電流を急速に降下せしめ、次に到来する電
   気信号により該インダクタンス負荷の通電されたときに
   、その初期の始端部において、該コンデンサの充電され
   た高電圧により通電電流の立上りを急速とする電気回路
   とより構成されたことを特徴とするインダクタンス負荷
   の通電制御装置。