JPH04190693A - インダクタンス負荷の通電制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 出力が３０ワット以上位の電動機の電機子コイルの通電
電流を高速度回転のときに、指定した波形の通電制御を
行なう場合に利用される。

又磁気軸受の電磁石の電流の制御は、その励磁コイルの
インダクタンスが大きいので１回転子を浮上せしめる為
の通電電流の急速な変化が困難となる。かかる困難な問
題が、本発明の手段を利用することにより除去される。

〔従来の技術〕

インダクタンス負荷の通電電流のチョッパ回路の応答性
を良好とする為には、インダクタンス負荷が大きい場合
には、対応して電源電圧を高（して、通電電流の立上り
を急速とし、インダクタンスによる蓄積磁気エネルギを
電源に還流することにより、通電電流の降下を急速とし
て応答性を速（して通電流の制御を行なっている。

ｒ本発明が解決しようとしている課題〕〔従来の技術〕
の項で説明したように、チョッパ回路による大きいイン
ダクタンス負荷の通電電流の応答性を高速とするには、
電源電圧を高（する手段があるが、より高速な応答性を
得る為には、電源電圧が著しく高くなり、実用性が失な
われる問題点がある。

例えば、出力ＳＯＯワットの誘導電動機、リラクタンス
型の電動機の場合に、電機子電流のチョッパ制御のパル
ス中を数マイクロセコンド位とする為には、駆動トルク
を得る為の印加電圧の５〜７０倍の電圧が必要となり、
実用性が失なわれる問題点がある。

上述した問題は、磁気軸受の電磁石の励磁コイルの制御
についても全く同じ欠点となっている。

〔課題を解決する為の手段〕 第１の手段 、インダクタンス負荷の両端に接続された第１゜第２の
半導体スイッチング素子と、第１，■の半導体スイッチ
ング素子を介してインダクタンス負荷に供電する直流電
源と、第１の半導体スイッチング素子とインダクタンス
負荷との直列接続体に逆接続された第１のダイオードと
、第２の半導体スイッチング素子とインダクタンス負荷
との直列接続体に逆接続された第２のダイオードと、イ
ンダクタンス負荷の通電電流を検出して検出電圧を得る
電流検出回路と、設定された任意の波形の電圧の基準電
圧と、インダクタンス負荷に供電する直流電源側に順方
向に挿入された逆流防止用ダイオードと、該逆流防止用
ダイオードに並列に接続された小容量のコンデンサと、
電流検出回路の検出電圧が基準電圧を越えると第１，■
の半導体スイッチング素子を不導通に転化して、インダ
クタンス負荷の蓄積磁気エネルギが、直流電源正極側に
電流として流入することを逆流防止用ダイオードにより
阻止し、第１，■のダイオードを介して前記した蓄積磁
気エネルギを小容量のコンデンサの静電エネルギとして
転換せしめて高電圧に充電することにより、急速に通電
電流を降下せしめ、所定値まで降下すると第１，第２の
半導体スイッチング素子を導通せしめて、小容量のコン
デンサの高電圧と直流電源電圧を加算した高電圧により
、通電電流の立上りを急速とするチョッパ回路とより構
成されたものである。

第２の手段 ｎ組（ｎ＝Ｊ、Ｊ、・・・ｎ）のインダクタンス負荷の
それぞれの両端に接続された第１．「及び第２，■及び
・・・のｎ組の半導体スイッチング素子と、第１．ｒ／
及び第コ、Ｕ２及び・・・のｎ組の半導体スイッチング
素子を介してそれぞれｎ組のインダクタンス負荷に供電
する直流電源と、各半導体スイッチング素子に接続され
た各インダクタンス負荷の直列接続体に逆接続された逆
接続ダイオードと、ｎ組のインダクタンス負荷の通電電
流をそれぞれ検出してｎ個の検出電圧を得る電流検電回
路と、所定時間だけ離間して、所定時間の巾の矩形波の
電気信号が順次に配設されるとともに、順次に位相が所
定時間だけおくれたｎ組の電気信号列を発生する電気回
路と、ｎ組のインダクタンス負荷に供電する直流電源側
にそれぞれ順方向に挿入されたｎ個の逆流防止用ダイオ
ードと、該逆流防止用ダイオードに並列に接続された小
容量のｎ個のコンデンサと、ｎ組のインダクタンス負荷
の両端に接続した半導体スイッチング素子を、前記した
ｎ組の電気信号列のそれぞれにより導通して対応するイ
ンダクタンス負荷を通電し、電流検出回路より得られる
ｎ個の検出電圧が設定値を越えると該インダクタンス負
荷の両端に接続した半導体スイッチング素子を不導通に
転化して、該インダクタンス負荷の蓄積磁気エネルギが
直流電源正極側に電流として流入することを逆流防止用
ダイオードにより阻止し、逆接続ダイオードを介して前
記した蓄積磁気エネルギを小容量のコンデンサの静電エ
ネルギとして転換せしめて充電することにより、急速に
通電電流を降下せしめ、所定値まで降下すると、該イン
ダクタンス負荷の両端に接続した半導体スイッチング素
子を導通せしめて、小容量のコンデンサの電圧と直流電
源電圧を加算した電圧により通電電流の立上りを急速と
するチョッパ回路と、チョッパ回路の右＝＝ツ共益カチ
ョッパ制御により通電されているインダクタンス負荷の
通電が、電気信号列の電気信号の末端で停止されたとき
に、インダクタンス負荷の蓄積磁気エネルギが直流電源
正極側に電流として流入することを逆流防止用ダイオー
ドにより阻止し、逆接続ダイオードを介して前記した蓄
積磁気エネルギの全量が小容量のコンデンサの静電エネ
ルギとし　−て転換せしめて高電圧に充電することによ
り、急速に通電電流を降下消滅せしめ、次に到来する電
気信号の始端部において、該インダクタンス負荷の通電
が開始されたときに、小容量のコンデ／すの高電圧と直
流電源電圧を加算した高電圧により、通電電流の立上り
を急速とする電気回路とより構成されたものである。

〔作用〕

第１図（ａ）の実施例について説明する。

インダクタンス負荷ｌの励磁電流（抵抗９の電圧降下即
ち絶対値回路ＩＯを介する出力）が基準電圧（端子／２
の電圧）を越えると、オペアンプ／／の出力は、ローレ
ベルとなり、増巾回路７を介する出力の消滅により、ト
ランジスタ３ａ、３ｂは不導通となる。

負荷ｌの蓄積磁気エネルギは、ダイオードダａ。

＋ｂにより、電源正極、２ａに還流しようとするが、ダ
イオード乙により阻止され、コンデンサｊを図示の極性
に充電する。

コンデンサＳは小容量なので、電圧が上昇し、励磁電流
は急速に降下し、所定値まで降下すると、オペアンプ／
／のヒステリシス特性により、出力がハイレベルに復帰
する。

従って、トランジスタ３ａ、ｊｂは導通するので、コン
デンサＳの高電圧と電源電圧を加算した高電圧により、
励磁電流は急速に上昇し、次に電源電圧により更に上昇
する。励磁電流が基準電圧を越えると再びトランジスタ
３ａ、３ｂは不導通となるチョッパ回路となる。

コンデンサＳを小容量とする程チョッパ周波数を太き（
できる。従って電源電圧は、インダクタンス負荷ｌの通
電電流値に対応した電圧ですみ。

周知の手段のような高電圧を不要とする作用がある。

第１図（Ｃ）の実施例では、端子ｌコａ、／コｂの入力
電気信号か矩形波の場合に、逆流防止用ダイオードＬと
コンデンサＳの上述した場合と同じ作用により、インダ
クタンス負荷／、／ａの通電電流（励磁電流）の立上り
と降下を急速とし、矩形波に近似した通電波形を得るこ
とができる。

従って、インダクタンス負荷を直流電動機の電機子コイ
ルとしたときに、高速度回転と、することができる作用
がある。

〔実施例〕

第１図以降の実施例につき、本発明装置の詳細を説明す
る。図面の同一記号のものは同一部材なのでその重複し
た説明は省略する。

第１図（ａ）において、記号ｌは、インダクタンス負荷
で、例えば磁気軸受の励磁コイルである。コイルの磁心
は省略して図示していない。

インダクタンス負荷ｌの両端には、トランジスタ３ａ、
３ｂが接続され、ダイオードｌＩａ、ｌｌｂが、各トラ
ンジスタとインダクタンス負荷ｌとに逆接続されている
。

励磁電流は、抵抗ヲの電圧降下として検出され、絶対値
回路（整流回路）１０により整流され、その出力は、オ
ペアンプ／Ｉの一端子に入力されている。

＋端子の入力は端子／２の基準電圧となっている。

基準電圧は、第２図のタイムチャートの曲！＃、１９と
して一例が示されている。

直流電源端子Ｊａ、２ｂにより、インダクタンス負荷ｌ
は、順方向に接続されたダイオード６を介して供電され
る。

第一図の曲線／ｑで示す基準電圧オペアンプ／／に入力
されると、オペアンプｌ／の出力はハイレベルとなり、
増巾回路７でその出力が増巾され、反転回路を介して、
トランジスタ３ａが導通する。

同時にトランジスタ３ｂも導通する。

従って、インダクタンス負荷ｌは通電され、励磁電流は
、第２図の点線曲線／Ｓに示すように立上って通電が開
始される。

抵抗ヂの電圧降下（励磁電流に比例している。）が、オ
ペアンプ／／の子端子の電圧を越えると、オペアンプ／
／の出力はローレベルに転化するので、トランジスタ３
ａ、３ｂは不導通となる。

インダクタンス負荷ｌに蓄積された大きい磁気エネルギ
は、ダイオード４（ａ、ダｂを介して電流として電源正
極コミ側に還流されて、消滅せしめるのが、周知の手段
であるが、本発明装置では、逆流防止用のダイオード乙
により、上記した還流が阻止されるので、小容量のコン
デンサＳを充電して高電圧とする。

従って、電流は急速に降下し、所定値だｉ降下すると、
オペアンプ／／のヒステリシス特性により、その出力が
ハイレベルに復帰する。

従って、トランジスタＪａ、３ｂが導通し、コンデンサ
Ｓの充電電圧により、励磁電流は急速に立上るが、第２
図の曲線／りの電圧まで、絶対値回路１０の出力が増大
すると、トランジスタ３ａ、３ｂは再び不導通となる。

かかるサイクルを繰返すチョッパ回路となり、インダク
タンス負荷／の励磁電流の曲線／Ｓは、曲線／ｑ（基準
電圧）に比例したものとなる。

上述したチョッパ作用を第２図の点線１６の近傍のみを
時間的に拡大して示したのがその下段の電流曲線である
。

点Ｉｈ／４’ａは、基準電圧／ｌＩに比例した励磁電流
を拡大して示したものである。曲線／！；　ａ　、　／
！；　ｂ　、・・・は、インダクタンス負荷ｌに実際に
流れる脈流を示したものである。

トランジスタ３ａ、３ｂが導通すると、曲、ｉ１３！Ｂ
ａに示すように電流が立上るが、このときに、コンデン
サＳに蓄積された静電エネルギによる高電圧により電流
の立上りは急速となる。

点線／ｌＩａまで立上ると、トランジスタＪａ。

３ｂは不導通となるので、電流は曲線ｌＳｂに示すよう
に降下する。このときに、インダクタンス負荷／に蓄積
された磁気エネルギは、コンデンサＳを充電して高電圧
とするので、降下は急速となる。

かかるサイクルを繰返して、励磁電流は曲線／Ｑａを上
限値として変化するものである。

曲線／ｊ；ａ、／！；ｂ、・・・の時間巾は、コンデン
サＳの容量により変化され、容量が小さい程時間巾が小
さくなる特徴がある。

以上の事実は、インタフタンス負荷ｌとコンデンサＳは
並列共振回路と相似した性質があるので。

コンデンサＳの容量が小さ（なる程共振周波数が大きく
なることからも推定されるものである。

インダクタンス負荷ｌの抵抗によるジュール損失分だけ
は、直流電源より電流の立上り部の末期において供給さ
れる。

周知の手段によると、直流電源電圧を高（して、磁気エ
ネルギの蓄積を急速とすることにより電流の立上りを急
速とし、蓄積磁気エネルギを電源に還流することにより
降下を急速としている。

従って、印加電圧は高い電圧となり、チョッパ周波数（
曲線／！；ａ、／！；ｂ、・・・の時間巾）を小さくす
ることには限界がある。

従って、基準電圧曲線／ＩＩの矢印ｇの巾が小さくｉｏ
ｏマイクロセコンド位となると、曲線／４１の図示のよ
うな凹凸に対応する時定数の小さい応答は不可能となる
欠点がある。

本発明装置によると、印加電圧を低くしても、コンデン
サＳの容量を小さくすることにより、応答性を高速度と
することができる効果がある。

実測によると、出力３００ワット位のリラクタンス型の
電動機の磁極の励磁コイルの通電制御を行なった場合に
、印加直流電圧１００ポルトで、曲線／ｊａ　、　／！
；ｂ　、・・・の巾は０．！ｆマイクロセコンドとなる
。このときのコンデンサＳの容量は、０．７マイクロフ
アラツドである。

従って、大きいインダクタンス負荷の場合でも、励磁電
流の応答性のよい通電制御を行なうことができるので、
磁気軸受の電磁石の励磁コイルの通電制御を行なうこと
により、回転体の磁気浮上をより正確に行なうことがで
きる作用効果がある。

トランジスタＪａ、、３ｂの代りに、ＩＧＢＴのような
高速度スイッチング素子を使用すると、上述した応答性
は更に良好となる。

第２図の曲＋１ｊ！ｌｌＩをサイン波とすると、インバ
ータに本発明手段を利用できるので、高速度で振動の少
ない高速誘導機を得ることができる。

第１図（ａ）において、ダイオード６は電源正極コミ側
に挿入されているが、電源負極２ｂ側の点線６ａで示す
位置に、順方向にコンデンサ３ｂとともに挿入しても本
発明を実施することができる。

第１図（１））の実施例は、チョッパ回路を変形したも
のである。第１図（ｂ）において、励磁電流が増大して
、抵抗りの電圧降下が、基準電圧端子１２の電圧（第２
図の曲線／ｌＩ）を越えると、オペアンプｌ／の出力が
ハイレベルに転化する。この出力は、微分回路／／ａに
より立上り部の微分パルスが得られ、微分パルスは単安
定回路／３を付勢するので所定の時間中の電気パルスが
得られる・ この電気パルスは、反転回路／Ｊａで反転されて、トラ
ンジスタ３ａ、３ｂを付勢して不導通とする。

上述した電気パルスの時間中は、第２図の曲線／ｊｂ　
、／！；ｄ、・・・の巾と等しくされる。

かかる電気パルスの時間巾は、コンデンサＳの容量に対
応して定められ、所要の応答性のチョッパ回路を構成す
ることができるので、本発明を実施する他の手段となる
ものである。

第１図（Ｃ）の実施例は、インダクタンス負荷が１個で
なく２個若しくはそれ以上ｎ個（ｎ＝＝２，３゜ｑ・・
・）ある場合に本発明の手段を適用した場合である。ｎ
＝コの場合について説明する。

インダクタンス負荷ｌの通電制御は、第１図（ａ）の場
合と同様に通電制御が行なわれる。

インダクタンス負荷λの場合も同様な通電制御が行なわ
れる。

前実施例と異なっているのは、端子／２ａ、／２ｂより
入力される電気信号である。

第３図のタイムチャートにおいて、曲線／？ａ。

／？ｂ、・・・は、矩形波で等しい時間巾となり、等し
い時間巾だけ互いに離間した電気信号が順次に配設され
た電気信号列となっている。

上述した電気信号は、具体的には１例えばリラクタンス
電動機のｌ相の磁雁の電機子コイルの通電を制御するｌ
相の位置検知信号で、位置検知素子を含む電気回路より
発生されている。

端子／２ａには、曲線／７ａ　、　／７ｃ　、・・・の
電気信号が入力され、端子／コｂには、曲ｌｓ／７　ｉ
＋　、　／？ｄ　、・・・の電気信号が入力されている
。

曲線／７ａの電気信号が、端子／２ａに入力されると、
前実施例と同様にインダクタンス負荷ｌには、曲線／７
ａの高さに比例した通電がチョッパ回路により行なわれ
る。

曲線／７ａの末端で、端子／２ａの入力が無くなるので
、トランジスタｊａ、３ｂは不導通に転化して、蓄積磁
気エネルギは、電流としてダイオードダａ、４（、ｂを
介してコンデンサＳを充電して高電圧とする。

次に端子ｌコｂに曲線／？ｂの電気信号が端子／２ｂに
入力される。オペアンプ／／ａの一端子の入力（絶対値
回路１０ａ即ち抵抗９ａの電圧降下）は、端子／２ｂの
入力信号より小さいので、増巾回路７ａの出力により、
トランジスタ３ｃ　、Ｊｄが導通する０このときに、イ
ンダクタンス負荷／ａに印加される電圧は、コンデンサ
Ｓの高電圧と電源端子２ａの加算された電圧なので急速
に電流は立上る。

その後は、ダイオード６を介する電源電圧により通電が
保持され、オペアンプ／／ａによるチョッ曲線／？ｂの
末端において通電が停止されるとともに、インダクタン
ス負荷／ａの蓄積磁気エネルギは、ダイオードｌｉｃ、
１ｌｔｌを介してコンデンサ５の静電エネルギに転換し
て高電圧の充電が行なわれる。従って、電流の降下は急
速となる。

次に到来する曲線／？ｃの電気信号は、端子／２ａに入
力されるので、インダクタンス負荷ｌの通電の立上りは
急速となり、次にチョッパ制御が行なわれ、通電の降下
も急速となる。

第３図において、上述した通電曲線が点線／ｆｆａ。

ｉｇｂ、・・・として示されている。

周知のＹ型結線の３相の直流電動機の１つの相の通電の
通電角は電気角で１２０度で、矢印／９ａで示される。

矢印／９ｔ）は電気角で１１１０度なので１通電電流曲
線の降下部は、矢印／９ｂの区間内にある。従って反ト
ルクの発生がなく、又立上り部も急速となっている。他
の曲線／ｇｈ、／ｇｃ、・・・についても上述した事情
は同様である。電動機が高速度となると、曲線／？ａ　
、　／？ｂ　、・・・の巾が小さくなるが、通電電流曲
線の立上りと降下部の時間巾は不変である。

従、って、高速度の回転においても、トルクの減少と効
率の減少が少なくなる作用効果がある。

特に電機子コイルのインダクタンスの著しく大きいリラ
クタンス型電動機では、上述した作用と効果は有効な技
術手段となる。

他の２つの相の電機子コイルの通電も同じ手段により逆
流防止用ダイオードとコンデンサ６２個で行なわれ、そ
の作用効果も同様である。

３相のパルス電動機の場合には、更にもう１個の電機子
コイル（インダクタンス負荷／ｌ））を付加する。ブロ
ック回路Ａにより、インダクタンス負荷ｌｂは、インダ
クタンス負荷／ａと全（同じ通電が行なわれる。

端子／２ａに入力される電気信号は、電気角でｉｇｏ度
の巾で、互いにＩｇＯ度離間離間第３図で曲φＸ）　ａ
　、　２０　ｂ　、・・・となる。これにより第１の相
の電機子コイルの通電が行なわれる。インダクタンス負
荷／ａの通電は、端子／２ｂに入力される第３図の曲線
２／ａ、２／ｂ、・・・により行なわれる。

インダクタンス負荷／ｂの通電は、端子／２ｃに入力さ
れる第３図の曲線２２ａ、　２２ｂ　、・・・により行
なわれる。

曲線Ｊ／ａ、Ｊ／ｂ、・・・は曲線ｊ６ａ　、　２０ｂ
　、・・・より位相が電気角で１２０度おくれ、曲線Ｌ
ｌａ、、１２ｂ。

・・・は曲線２／ａ、２／ｂ、・・・より同じ＜１２ａ
度おくれている。

一般にインダクタンス負荷／、／ａ、／ｂはそれぞれ複
数個の電機子コイルにより構成され、同相の通電が行な
われている。

通電電流の位相は、第１，第２、第３の相の順で電気角
で１２０度おくれている。

各電機子コイルの通電電流は矩形波に近似した通電波形
となるので、高速度のステッピングが行なわれる特徴が
ある。

一般的が表現をすると、ｎ組の場合に、インダクタンス
負荷即ち電機子コイルはｎ組となる。１つの相には同相
の複数個の電機子コイルが含まれている。ｎ＝２，３．
ダ、・・・、ｎとなる。

各相の電機子コイルの通電角は電気角で１１０度で、同
じ角度離間し、その位相差は３４０／ｎ度（電気角）で
ある・ 通電を制御する電気信号もｎ組となり、各組の電気信号
は、それぞれ電気角で１１１０度の巾で、同じ角度離間
している。又各相の電気信号は３６０／ｎ度位相が順次
におくれている。

以上の表現は、ｎ組の直流電動機の場合の表現であるが
、ｎ組のステッピング電動機の場合には、電気角で１１
０度でなく、所定の時間巾Ｔと表現し、各相の電気信号
は２　Ｔ　／　ｎだけおくれていると表現できる。

ｎ組のインダクタンス負荷のそれぞれにｎ個の逆流防止
用ダイオードとこれ等に並列に接続されたｎ個の小容量
のコンデンサが設けられている。

〔効果〕

大きいインダクタンス負荷は、磁気エネルギの蓄積と放
出に時間を要するので、応答性の良い通電制御を行なう
為に、印加電圧を高くするチョッパ回路を利用する周知
の手段があるが、実用的には応答性に限界がある。

本発明の手段によると、印加電圧を低くして、しかも応
答性のより良好なインダクタンス負荷の通電制御を行な
うことができる作用効果がある。

特にインダクタンスの大きいリラクタンス型の電動機に
本発明の技術を適用す゛ると有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）（ｔ））（Ｃ）は、本発明装置の実施例の
電気回路図、第２図は、第１図（ａ）（ｂ）の回路の各
部分の電気信号のタイムチャート、第３図は、第１図（
Ｃ）の端子／２ａ、／２ｂ　、／２ｃの入力信号のタイ
ムチャートをそれぞれ示す。 ／、　／ａ、　／ｂ・・・インダクタンス負荷、　　２
ａ。 ２ｂ・・・直流電源正負端子、　３ａ、３ｂ、・・・３
ｄ・・・トランジスタ、　　！；、Ｓａ・・・コンデン
サ、６．６ａ・・・逆流防止用ダイオード、　１０，１
０ａ・・・絶対値回路、　／／、／／ａ・・・オペアン
プ、　／２・・・基準電圧端子、　／／ａ・・・微分回
路、　１３・・・単安定回路、　　７，７ａ・・・増巾
回路、　／％・・・基準電圧曲線。 ／！；、　１５ａ　、　１５ｂ・・・励磁電流曲線、　
Ａ・・・インダクタンス負荷／ｂの通電制御回路、　／
７ａ、／？ｂ。 ・・・、／７ｄ・・・第１図（Ｃ）の端子／Ｕａの入力
信号、／ｇａ、Ｉｇｂ、・・・、／Ａ’ｄ・・・インダ
クタンス負荷ｌの励磁電流曲線、　ｌａ　、　２ｏｂ　
、−、２／ａ　、　、２／ｂ　。 −、２２ａ　、　：Ｌ２　ｂ　、　一端子／２ｈ　、／
２ｂ　、／２ｃの入力信号。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）インダクタンス負荷の両端に接続された第１，第
   ２の半導体スイッチング素子と、第１，第２の半導体ス
   イッチング素子を介してインダクタンス負荷に供電する
   直流電源と、第１の半導体スイッチング素子とインダク
   タンス負荷との直列接続体に逆接続された第１のダイオ
   ードと、第２の半導体スイッチング素子とインダクタン
   ス負荷との直列接続体に逆接続された第２のダイオード
   と、インダクタンス負荷の通電電流を検出して検出電圧
   を得る電流検出回路と、設定された任意の波形の電圧の
   基準電圧と、インダクタンス負荷に供電する直流電源側
   に順方向に挿入された逆流防止用ダイオードと、該逆流
   防止用ダイオードに並列に接続された小容量のコンデン
   サと、電流検出回路の検出電圧が基準電圧を越えると第
   １，第２の半導体スイッチング素子を不導通に転化して
   、インダクタンス負荷の蓄積磁気エネルギが、直流電源
   正極側に電流として流入することを逆流防止用ダイオー
   ドにより阻止し、第１，第２のダイオードを介して前記
   した蓄積磁気エネルギを小容量のコンデンサの静電エネ
   ルギとして転換せしめて高電圧に充電することにより、
   急速に通電電流を降下せしめ、所定値まで降下すると第
   １，第２の半導体スイッチング素子を導通せしめて、小
   容量のコンデンサの高電圧と直流電源電圧を加算した高
   電圧により、通電電流の立上りを急速とするチヨッパ回
   路とより構成されたことを特徴とするインダクタンス負
   荷の通電制御回路。
2. （２）ｎ組（ｎ＝２，３，・・・ｎ）のインダクタンス
   負荷のそれぞれの両端に接続された第１，■及び第２，
   ■及び・・・のｎ組の半導体スイッチング素子と、第１
   ，■及び第２，■及び・・・のｎ組の半導体スイッチン
   グ素子を介してそれぞれｎ組のインダクタンス負荷に供
   電する直流電源と、各半導体スイッチング素子に接続さ
   れた各インダクタンス負荷の直列接続体に逆接続された
   逆接続ダイオードと、ｎ組のインダクタンス負荷の通電
   電流をそれぞれ検出してｎ個の検出電圧を得る電流検出
   回路と、所定時間だけ離間して、所定時間の巾の矩形波
   の電気信号が順次に配設されるとともに、順次に位相が
   所定時間だけおくれたｎ組の電気信号列を発生する電気
   回路と、ｎ組のインダクタンス負荷に供電する直流電源
   側にそれぞれ順方向に挿入されたｎ個の逆流防止用ダイ
   オードと、該逆流防止用ダイオードに並列に接続された
   小容量のｎ個のコンデンサと、ｎ組のインダクタンス負
   荷の両端に接続した半導体スイッチング素子を、前記し
   たｎ組の電気信号列のそれぞれにより導通して対応する
   インダクタンス負荷を通電し、電流検出回路より得られ
   るｎ個の検出電圧が設定値を越えると該インダクタンス
   負荷の両端に接続した半導体スイッチング素子を不導通
   に転化して、該インダクタンス負荷の蓄積磁気エネルギ
   が直流電源正極側に電流として流入することを逆流防止
   用ダイオードにより阻止し、逆接続ダイオードを介して
   前記した蓄積磁気エネルギを小容量のコンデンサの静電
   エネルギとして転換せしめて充電することにより、急速
   に通電電流を降下せしめ、所定値まで降下すると、該イ
   ンダクタンス負荷の両端に接続した半導体スイッチング
   素子を導通せしめて、小容量のコンデンサの電圧と直流
   電源電圧を加算した電圧により通電電流の立上りを急速
   とするチヨッパ回路と、チヨッパ回路のチヨッパ制御 により通電されているインダクタンス負荷の通電が、電
   気信号列の電気信号の末端で停止されたときに、インダ
   クタンス負荷の蓄積磁気エネルギが直流電源正極側に電
   流として流入することを逆流防止用ダイオードにより阻
   止し、逆接続ダイオードを介して前記した蓄積磁気エネ
   ルギの全量が小容量のコンデンサの静電エネルギとして
   転換せしめて高電圧に充電することにより、急速に通電
   電流を降下消滅せしめ、次に到来する電気信号の始端部
   において、該インダクタンス負荷の通電が開始されたと
   きに、小容量のコンデンサの高電圧と直流電源電圧を加
   算した高電圧により、通電電流の立上りを急速とする電
   気回路とより構成されたことを特徴とするインダクタン
   ス負荷の通電制御回路。