JPH04196604A - Oscillator - Google Patents
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- JPH04196604A JPH04196604A JP32160090A JP32160090A JPH04196604A JP H04196604 A JPH04196604 A JP H04196604A JP 32160090 A JP32160090 A JP 32160090A JP 32160090 A JP32160090 A JP 32160090A JP H04196604 A JPH04196604 A JP H04196604A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野〕
本発明は、高周波帯における発振器に関するものである
。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to an oscillator in a high frequency band.
［従来の技術］
第５図に従来の発振器の一例を示す。ここで、１はトラ
ンジスタ増幅回路、２は高周波帯帰還回路、Ｔ１は増幅
回路１の入力端子、Ｔ２は増幅回路１の出力端子、Ｔ３
は高周波帯帰還回路２の入力端子、Ｔ４は高周波帯帰還
回路２の出力端子、１３，１４，１６．１７は高周波用
キャパシタ、１５．１８は高周波用インダクタ（１８は
高周波阻止用）、１１はＦＥＴ（電界効果トランジスタ
）、１２は抵抗器、２２は定電圧電源、’Ｔｏは高周波
信号出力端子である。[Prior Art] FIG. 5 shows an example of a conventional oscillator. Here, 1 is a transistor amplifier circuit, 2 is a high frequency band feedback circuit, T1 is an input terminal of amplifier circuit 1, T2 is an output terminal of amplifier circuit 1, and T3
is the input terminal of the high frequency band feedback circuit 2, T4 is the output terminal of the high frequency band feedback circuit 2, 13, 14, 16.17 are high frequency capacitors, 15.18 is a high frequency inductor (18 is for high frequency blocking), 11 is a high frequency inductor FET (field effect transistor), 12 is a resistor, 22 is a constant voltage power supply, and 'To is a high frequency signal output terminal.
この回路はコルピッツ形発振回路としてよく知られてい
るもので、入力端子Ｔ１に入力された高周波信号は、ト
ランジスタ増幅回路１で反転増幅された後、出力端子Ｔ
２に出力される。This circuit is well known as a Colpitts type oscillator circuit, and the high frequency signal input to the input terminal T1 is inverted and amplified by the transistor amplifier circuit 1, and then the high frequency signal is inverted and amplified by the transistor amplifier circuit 1.
2 is output.
この信号は帰還回路２の入力端子Ｔ３に入力され、高周
波帯帰還回路２内である特定の周波数付近で位相が約１
８０度変化した後、出力端子Ｔ４に出力される。この帰
還信号は再びトランジスタ増幅回路１の入力信号となる
。このとき、端子Ｔ１に注目すると、最初にトランジス
タ増幅回路１に入力された信号とトランジスタ増幅回路
１、高周波帯帰還回路２を通過してきた信号は、ある特
定の周波数で位相が一致し強め合うことにより、その周
波数での高周波信号は持続し、発振する。それ以外の周
波数では位相がずれるために信号は減衰する。This signal is input to the input terminal T3 of the feedback circuit 2, and the phase is approximately 1 around a certain frequency in the high frequency band feedback circuit 2.
After changing by 80 degrees, it is output to the output terminal T4. This feedback signal becomes the input signal of the transistor amplifier circuit 1 again. At this time, if we pay attention to the terminal T1, the signal that is first input to the transistor amplifier circuit 1 and the signal that has passed through the transistor amplifier circuit 1 and the high-frequency band feedback circuit 2 match in phase at a certain frequency and strengthen each other. As a result, the high-frequency signal at that frequency continues and oscillates. At other frequencies, the signal is attenuated due to the phase shift.
本発振器の発振周波数ｆは、高周波用コンデンサ１３，
１４．１６の容量をそれぞれ、Ｃ１゜Ｃｏ、Ｃ２とし、
高周波用インダクタ１５のインダクタンスをＬＯとした
とき、次式で与えられる
〔発明が解決しようとする課題〕
従来の発振回路では、雑誌「アイイーイーイー・トラン
ス・オン・マイクロウエーブセオリーアンドテクニクス
、第３３巻、１９８５年３月」に記載の論文「アナリシ
ス オブノイズアップコンバージョン イン マイクロ
ウェーブ ＦＥＴオシレターズ」 （″）１． Ｊ、
Ｓｉｗｅｒｉｓ ａｎｄ Ｂ、５ｃｈｉｅｋ： ”Ａ
ｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｎｏ１ｓｅ Ｕｐｃｏｎｖｅｒ
ｓｉｏｎ ｉｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｆ ＥＴ ０ｓ
ｃｉｌｌａｔｏｒｓ”、ＩＥ Ｅ Ｅ Ｔｒａｎｓ、ｏ
ｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅ
ｃｈｎｉｑｕｅｓ、 Ｖｏｌ、 ＭＴＴ−３３，Ｎｏ、
３． Ｍａｒｃｈ１９８５”）に示されるように、低周
波帯で発生する１／ｆ雑音は増幅回路内ＦＥＴの非線型
性により発振周波数の両側にアップコンバートされ、大
きな位相雑音を発生する欠点があった。The oscillation frequency f of this oscillator is determined by the high frequency capacitor 13,
14.Let the capacities of 16 be C1゜Co and C2, respectively,
When the inductance of the high frequency inductor 15 is LO, it is given by the following equation [Problem to be solved by the invention] In the conventional oscillation circuit, ``Analysis of Noise Upconversion in Microwave FET Oscillators''('') 1. J.
Siweris and B, 5chiek: ”A
Analysis of No.1se Upconver
sion in Microwave FET 0s
”, IE E E Trans, o
n Microwave Theory and Te
chniques, Vol, MTT-33, No.
3. March 1985''), the 1/f noise generated in the low frequency band is up-converted to both sides of the oscillation frequency due to the nonlinearity of the FET in the amplifier circuit, resulting in large phase noise.
ここにおいて本発明は前記従来の発振回路の欠点を解決
するのに有効な発振器を提供せんとするものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention aims to provide an oscillator that is effective in overcoming the drawbacks of the conventional oscillation circuits.
（課題を解決するための手段）
前記課題の解決は、本発明の発振器が、増幅回路の入出
力端間を高周波帯において正帰還回路で閉ループ接続す
るとともに、低周波帯において負帰還回路で閉ループ接
続して発振器を構成したことにより達成される。(Means for Solving the Problem) The oscillator of the present invention provides a closed loop connection between the input and output terminals of an amplifier circuit using a positive feedback circuit in a high frequency band, and a closed loop connection using a negative feedback circuit in a low frequency band. This is achieved by connecting them to form an oscillator.
〔作用］
本発明では増幅回路を高周波帯において正帰還回路で閉
ループ接続するとともに、低周波帯において負帰還回路
で閉ループすることにより低周波帯での雑音を抑圧し、
低減することができる。このため、低周波帯の雑音が、
通常の高周波帯における正帰還ループのみを有する発振
器に比べ少なくなり、増幅回路内のＦＥＴによりアップ
コンバートされた結果体じる位相雑音も低減される。[Function] In the present invention, the amplifier circuit is connected in a closed loop with a positive feedback circuit in the high frequency band, and is connected in a closed loop with a negative feedback circuit in the low frequency band, thereby suppressing noise in the low frequency band.
can be reduced. Therefore, the noise in the low frequency band is
This is less than an oscillator having only a positive feedback loop in a normal high frequency band, and the phase noise that appears as a result of upconversion by the FET in the amplifier circuit is also reduced.
〔実施例１〕
第１図は本発明の請求項（１）の実施例であって、■は
電圧利得αを持つトランジスタ増幅回路、２は高周波帯
帰還回路、３は低周波帯において電圧利得βを持つ低周
波帯帰還回路、４は低周波帯にて雑音電圧■４を発生す
るトランジスタ増幅回路の等価雑音電圧源、Ｔ１はトラ
ンジスタ増幅回路の入力端子、Ｔ２はトランジスタ増幅
回路の出力端子、Ｔ３は高周波帯帰還回路の入力端子、
Ｔ４は高周波帯帰還回路の出力端子、Ｔ５は低周波帯帰
還回路の入力端子、Ｔ６は低周波帯帰還回路の出力端子
である。ここで、低周波帯について着目し、等価雑音電
圧源入力点の低周波の電位を■３、トランジスタ増幅回
路入力点の低周波の電位を■２、トランジスタ増幅回路
出力点の低周波の電位を■３とすると、
■２＝■１＋Ｖ、、□■
■３＝α■２ □■
Ｖ、＝β−Ｖ３ □■
■、■、■よりＶ、、Ｖ３を消去して整理すると、Ｖ２
＝Ｖ、／（１−αβ）
ここで、αβ〈０ 即ちトランジスタ増幅回路１、低周
波帯帰還回路３を含む回路が負帰還ループを構成してい
るときには、トランジスタ増幅回路に入力される等価雑
音電圧が■７から■７／（１−αβ）に減少する。その
結果、トランジスタ増幅回路の非線型性による低周波雑
音のアップコンバージョンに起因する位相雑音の発生量
は低減される。[Embodiment 1] Fig. 1 shows an embodiment of claim (1) of the present invention, where ■ is a transistor amplifier circuit with a voltage gain α, 2 is a high frequency band feedback circuit, and 3 is a transistor amplifier circuit with a voltage gain in a low frequency band. A low frequency band feedback circuit with β, 4 is an equivalent noise voltage source of a transistor amplifier circuit that generates noise voltage ■4 in a low frequency band, T1 is an input terminal of the transistor amplifier circuit, T2 is an output terminal of the transistor amplifier circuit, T3 is the input terminal of the high frequency band feedback circuit,
T4 is an output terminal of the high frequency band feedback circuit, T5 is an input terminal of the low frequency band feedback circuit, and T6 is an output terminal of the low frequency band feedback circuit. Here, focusing on the low frequency band, we will define the low frequency potential at the input point of the equivalent noise voltage source as ■3, the low frequency potential at the input point of the transistor amplifier circuit as ■2, and the low frequency potential at the output point of the transistor amplifier circuit. ■3, then ■2=■1+V,,□■ ■3=α■2 □■ V,=β−V3 □■ If we delete V from ■,■,■ and rearrange it, we get V2
=V, /(1-αβ) Here, αβ<0 In other words, when the circuit including the transistor amplifier circuit 1 and the low-frequency band feedback circuit 3 forms a negative feedback loop, the equivalent noise input to the transistor amplifier circuit The voltage decreases from ■7 to ■7/(1-αβ). As a result, the amount of phase noise generated due to upconversion of low frequency noise due to nonlinearity of the transistor amplifier circuit is reduced.
なお、本実施例において低周波帰還回路が受動素子のみ
で構成されているときには
１βｌ≦１となるが、低周波帰還回路内に低周波帯増幅
器が含まれる場合には
ｌβ１〉１とすることが可能である。In this embodiment, when the low frequency feedback circuit is composed of only passive elements, 1βl≦1, but when the low frequency feedback circuit includes a low frequency band amplifier, it is possible to set lβ1>1. It is possible.
〔実施例２〕
第２図は本発明の請求項（２）の実施例であって、１は
電圧利得αを持つトランジスタ増幅回路、５は高周波帯
においてトランジスタ増幅回路とともに正帰還ループを
構成し、低周波帯において電圧利得βを持つ帰還回路、
４は低周波帯にて雑音電圧■７を発生するトランジスタ
増幅回路の等価雑音電圧源、Ｔ１はトランジスタ増幅回
路の入力端子、Ｔ２はトランジスタ増幅回路の出力端子
、Ｔ７は帰還回路の入力端子、Ｔ８は帰還回路の出力端
子である。ここで、低周波帯について着目し、等価雑音
電圧源入力点の低周波の電位を■１．トランジスタ増幅
回路入力点の低周波の電位を■２、トランジスタ増幅回
路出力点の低周波の電位を■３、とすると、実施例１と
同様の議論より、
Ｖ、＝Ｖ、／（１−αβ）
ここで、αβ〈Ｏ即ちトランジスタ増幅回路１、低周波
帯帰還回路３を含む回路が負帰還ループを構成している
ときには、トランジスタ増幅回路に入力される等価雑音
電圧がＶ７からＶ。[Embodiment 2] Fig. 2 shows an embodiment of claim (2) of the present invention, in which 1 is a transistor amplifier circuit having a voltage gain α, and 5 is a transistor amplifier circuit that forms a positive feedback loop together with the transistor amplifier circuit in a high frequency band. , a feedback circuit with voltage gain β in the low frequency band,
4 is the equivalent noise voltage source of the transistor amplifier circuit that generates the noise voltage 7 in the low frequency band, T1 is the input terminal of the transistor amplifier circuit, T2 is the output terminal of the transistor amplifier circuit, T7 is the input terminal of the feedback circuit, T8 is the output terminal of the feedback circuit. Here, we will focus on the low frequency band and calculate the low frequency potential at the input point of the equivalent noise voltage source. Assuming that the low-frequency potential at the input point of the transistor amplifier circuit is ■2, and the low-frequency potential at the output point of the transistor amplifier circuit is ■3, from the same discussion as in Example 1, V, = V, / (1-αβ ) Here, when αβ<O, that is, the circuit including the transistor amplifier circuit 1 and the low frequency band feedback circuit 3 forms a negative feedback loop, the equivalent noise voltage input to the transistor amplifier circuit varies from V7 to V.
／（１−αβ）に減少する。その結果、トランジスタ増
幅回路の非線型性による低周波雑音のアップコンバージ
ョンに起因する位相雑音の発生量は低減される。/(1-αβ). As a result, the amount of phase noise generated due to upconversion of low frequency noise due to nonlinearity of the transistor amplifier circuit is reduced.
なお、本実施例において帰還回路が受動素子のみで構成
されているときには
１β１≦１となるが、低周波帰還回路内に低周波帯増幅
器が含まれる場合には
１β１〉１とすることが可能である。In this example, when the feedback circuit is composed of only passive elements, 1β1≦1, but if the low frequency feedback circuit includes a low frequency band amplifier, it is possible to set 1β1>1. be.
［実施例３〕
第３図は本発明の別の実施例であって、１はトランジス
タ増幅回路、２は高周波帯帰還回路、３は低周波帯帰還
回路、６は高周波および低周波の阻止回路、Ｔ１はトラ
ンジスタ増幅回路の入力端子、Ｔ２はトランジスタ増幅
回路の出力端子、Ｔ３は高周波帯帰還回路の入力端子、
Ｔ４は高周波帯帰還回路の出力端子、Ｔ５は低周波帯帰
還回路の入力端子、Ｔ６は低周波帯帰還回路の出力端子
、Ｔｏは高周波信号出力端子、１１はＦＥＴ （電界効
果トランジスタ）、１２は抵抗器、１３，１４，１６．
１７は高周波用コンデンサ、１５．１８．２０は高周波
用インダクタ（１８，２０は高周波阻止用）、１９は低
周波通過用コンデンサ、２１は低周波阻止用インダクタ
、２２は定電圧電源である。[Embodiment 3] Fig. 3 shows another embodiment of the present invention, in which 1 is a transistor amplifier circuit, 2 is a high frequency band feedback circuit, 3 is a low frequency band feedback circuit, and 6 is a high frequency and low frequency blocking circuit. , T1 is the input terminal of the transistor amplifier circuit, T2 is the output terminal of the transistor amplifier circuit, T3 is the input terminal of the high frequency band feedback circuit,
T4 is the output terminal of the high frequency band feedback circuit, T5 is the input terminal of the low frequency band feedback circuit, T6 is the output terminal of the low frequency band feedback circuit, To is the high frequency signal output terminal, 11 is the FET (field effect transistor), and 12 is the Resistor, 13, 14, 16.
17 is a high frequency capacitor, 15, 18 and 20 are high frequency inductors (18 and 20 are for high frequency blocking), 19 is a low frequency passing capacitor, 21 is a low frequency blocking inductor, and 22 is a constant voltage power supply.
本実施例は、前述のコルピッツ発振器に本発明を適用し
たものであり、高周波用コンデンサ１３．１４．１６の
容量をそれぞれ、ＣＩ＋ｃｏ＋０２とし、高周波用イン
ダクタ１５のインダクタンスをＬｏとしたとき、発振高
波数ｆは次式で与えられる。In this embodiment, the present invention is applied to the aforementioned Colpitts oscillator, and when the capacitances of the high-frequency capacitors 13, 14, and 16 are set to CI+co+02, and the inductance of the high-frequency inductor 15 is set to Lo, the oscillation high wave number f is given by the following equation.
本実施例では、高周波用インダクタ１８゜２０と低周波
通過用コンデンサ１９により低周波帯の帰還回路を構成
するとともに、低周波阻止用のインダクタ２１により電
源を介しての低周波信号の接地を防ぐことにより、低周
波帯の雑音に対する負帰還を可能としている。このこと
から低周波雑音が低減され、結果として低周波雑音のア
ップコンバージョンに起因する位相雑音が低減される。In this embodiment, a high frequency inductor 18° 20 and a low frequency pass capacitor 19 constitute a feedback circuit for the low frequency band, and a low frequency blocking inductor 21 prevents low frequency signals from being grounded via the power supply. This enables negative feedback against noise in the low frequency band. This reduces low frequency noise and, as a result, reduces phase noise due to upconversion of low frequency noise.
〔実施例４〕゛
第４図は本発明のさらに別の実施例であって、１はトラ
ンジスタ増幅回路、２は高周波帯帰還回路、３は低周波
帯帰還回路、６は高周波および低周波の阻止回路、Ｔ１
はトランジスタ増幅回路の入力端子、Ｔ２はトランジス
タ増幅回路の出力端子、Ｔ３は高周波帯帰還回路の入力
端子、Ｔ４は高周波帯帰還回路の出力端子、Ｔ５は低周
波帯帰還回路の入力端子、Ｔ６は低周波帯帰還回路の８
カ端子（高周波帯帰還回路の出力端子Ｔ４と共用）、Ｔ
ｏは高周波信号出力端子、１１はＦＥＴ （電界効果ト
ランジスタ）、１２は抵抗器、１３．１７は高周波用コ
ンデンサ、１５．１Ｂ、２０．２３は高周波用インダク
タ（１８，２０は高周波阻止用）、２１は低周波阻止用
インダクタ、２２は定電圧源、２３はＦＥＴのゲート・
ソース間容量、２４は負荷抵抗である。[Embodiment 4] Fig. 4 shows yet another embodiment of the present invention, in which 1 is a transistor amplifier circuit, 2 is a high frequency band feedback circuit, 3 is a low frequency band feedback circuit, and 6 is a high frequency and low frequency band feedback circuit. Blocking circuit, T1
is the input terminal of the transistor amplifier circuit, T2 is the output terminal of the transistor amplifier circuit, T3 is the input terminal of the high frequency band feedback circuit, T4 is the output terminal of the high frequency band feedback circuit, T5 is the input terminal of the low frequency band feedback circuit, and T6 is the input terminal of the low frequency band feedback circuit. 8 of the low frequency band feedback circuit
Terminal (shared with output terminal T4 of high frequency band feedback circuit), T
o is a high frequency signal output terminal, 11 is a FET (field effect transistor), 12 is a resistor, 13.17 is a high frequency capacitor, 15.1B, 20.23 are high frequency inductors (18 and 20 are for high frequency blocking), 21 is a low frequency blocking inductor, 22 is a constant voltage source, and 23 is an FET gate.
The source-to-source capacitance 24 is a load resistance.
本実施例は、ＦＥＴゲート・ソース間容量Ｃｇｓが無視
できないマイクロ波帯以上の周波数でよ（使用される、
コルピッツ発振器の一変形例に本発明を適用したもので
あって、ＦＥＴのゲート・ソース間容量Ｃ９５、高周波
用コンデンサ１３の容量をＣい高周波用インダクタ１５
のインダクタンスをＬｏとすれば、発振周波数はほぼ次
式で与えられる。This example is suitable for frequencies above the microwave band where the FET gate-source capacitance Cgs cannot be ignored.
The present invention is applied to a modified example of a Colpitts oscillator, in which the gate-source capacitance C95 of the FET and the capacitance C95 of the high frequency capacitor 13 are changed to a high frequency inductor 15.
If the inductance of is Lo, the oscillation frequency is approximately given by the following equation.
本実施例では、高周波用インダクタ１５゜１８と定電圧
源２２によりアースを介して低周波帯の帰還回路を構成
するとともに、低周波阻止回路６によりソースが低周波
的に接地されることを防ぎ、低周波帯の雑音に対する負
帰還を可能としている。このことから低周波雑音が低減
され、その結果低周波雑音のアップコンバージョンに起
因する位相雑音が低減される。また、本実施例では、高
周波用インダクタ１５が高周波帯帰還回路２と低周波帯
帰還回路３の間で、高周波用コンデンサ１３が高周波帯
帰還回路２と低周波阻止回路６の間で共用されている。In this embodiment, a high frequency inductor 15° 18 and a constant voltage source 22 constitute a feedback circuit for a low frequency band via the ground, and a low frequency blocking circuit 6 prevents the source from being grounded at low frequencies. , which enables negative feedback against noise in the low frequency band. This reduces low frequency noise and, as a result, reduces phase noise due to upconversion of the low frequency noise. Furthermore, in this embodiment, the high frequency inductor 15 is shared between the high frequency band feedback circuit 2 and the low frequency band feedback circuit 3, and the high frequency capacitor 13 is shared between the high frequency band feedback circuit 2 and the low frequency blocking circuit 6. There is.
なお、本発明の実施例３．４では高・低周波阻止回路、
および低周波帯帰還回路内に低周波阻止インダクタを有
しているが、この低周波阻止インダクタはトランジスタ
または高抵抗を用いた定電流回路により代用が可能であ
る。In addition, in Example 3.4 of the present invention, a high/low frequency blocking circuit,
Although the low frequency band feedback circuit includes a low frequency blocking inductor, this low frequency blocking inductor can be replaced by a constant current circuit using a transistor or a high resistance.
以上説明したように、本発明の発振器においては、低周
波帯の負帰還により低周波帯の雑音を抑圧する。その結
果、増幅回路内増幅素子のもつ非線形による、低周波雑
音の発振周波数の両側へのアップコンバージョンに起因
する位相雑音を低減することができる。As explained above, in the oscillator of the present invention, noise in the low frequency band is suppressed by negative feedback in the low frequency band. As a result, it is possible to reduce phase noise caused by upconversion of low frequency noise to both sides of the oscillation frequency due to nonlinearity of the amplification element in the amplifier circuit.
第１図は本発明の発振器の構成図、第２図は本発明の発
振器の別の構成図、第３図は本発明の実施例、第４図は
本発明の別の実施例、第５図は従来の例である。
１・・・増幅回路、
２・・・高周波帯帰還回路、
３・・・低周波帯帰還回路、
４・・・増幅回路の等価雑音電圧源。
第２叉
ｒ −−−−−−−−−−−−−一−−光］第３図
第４「FIG. 1 is a block diagram of an oscillator according to the present invention, FIG. 2 is another block diagram of an oscillator according to the present invention, FIG. 3 is an embodiment of the present invention, FIG. 4 is another embodiment of the present invention, and FIG. The figure shows a conventional example. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1...Amplification circuit, 2...High frequency band feedback circuit, 3...Low frequency band feedback circuit, 4...Equivalent noise voltage source of the amplifier circuit. 2nd fork r------------------1--light] Figure 3, Figure 4
Claims (2)
波帯帰還回路から構成され、前記増幅回路の出力が前記
高周波帯帰還回路および前記低周波帯帰還回路の入力に
接続され、前記高周帯帰還回路および前記低周波帯帰還
回路の出力が前記増幅回路の入力に帰還ループ接続され
、前記増幅回路と前記高周波帯帰還回路から構成される
閉ループは正帰還として動作し、高周波帯において発振
を行い、前記増幅回路と前記低周波帯帰還回路から構成
される閉ループは負帰還として動作することを特徴とす
る発振器。(1) Consisting of a transistor amplifier circuit, a high frequency band feedback circuit, and a low frequency band feedback circuit, the output of the amplifier circuit is connected to the input of the high frequency band feedback circuit and the low frequency band feedback circuit, and the high frequency band feedback circuit is connected to the input of the high frequency band feedback circuit and the low frequency band feedback circuit. The output of the circuit and the low frequency band feedback circuit is connected in a feedback loop to the input of the amplifier circuit, and a closed loop composed of the amplifier circuit and the high frequency band feedback circuit operates as a positive feedback and oscillates in a high frequency band, An oscillator characterized in that a closed loop composed of the amplifier circuit and the low frequency band feedback circuit operates as negative feedback.
前記増幅回路の出力が前記帰還回路の入力に接続され、
前記帰還回路の出力が前記増幅回路の入力に帰還ループ
接続され、前記増幅回路と前記帰還回路から構成される
閉ループは高周波帯において正帰還として動作し発振を
行い、低周波帯において負帰還として動作することを特
徴とする発振器。(2) Consists of a transistor amplifier circuit and a feedback circuit,
an output of the amplifier circuit is connected to an input of the feedback circuit,
The output of the feedback circuit is connected to the input of the amplifier circuit in a feedback loop, and a closed loop composed of the amplifier circuit and the feedback circuit operates as a positive feedback in a high frequency band to oscillate, and operates as a negative feedback in a low frequency band. An oscillator characterized by:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32160090A JPH04196604A (en) | 1990-11-26 | 1990-11-26 | Oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32160090A JPH04196604A (en) | 1990-11-26 | 1990-11-26 | Oscillator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04196604A true JPH04196604A (en) | 1992-07-16 |
Family
ID=18134349
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32160090A Pending JPH04196604A (en) | 1990-11-26 | 1990-11-26 | Oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04196604A (en) |
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-
1990
- 1990-11-26 JP JP32160090A patent/JPH04196604A/en active Pending
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