JPH0420545B2 - - Google Patents
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- JPH0420545B2 JPH0420545B2 JP59260374A JP26037484A JPH0420545B2 JP H0420545 B2 JPH0420545 B2 JP H0420545B2 JP 59260374 A JP59260374 A JP 59260374A JP 26037484 A JP26037484 A JP 26037484A JP H0420545 B2 JPH0420545 B2 JP H0420545B2
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- demodulated
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- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 39
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 24
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 11
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 10
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 32
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 239000003638 chemical reducing agent Substances 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 230000004807 localization Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は復調装置に関し、特に直交振幅変調信
号を復調する復調装置に関する。
号を復調する復調装置に関する。
〔従来の技術〕
直交振幅変調方式は、搬送波帯の専有周波数幅
の単位周波数当りの伝送情報量が大きいので、専
有周波数幅の制限が厳しい大容量無線通信に特に
多く用いられる。
の単位周波数当りの伝送情報量が大きいので、専
有周波数幅の制限が厳しい大容量無線通信に特に
多く用いられる。
直交振幅変調信号を復調する従来の復調装置に
ついて図面を参照して説明する。
ついて図面を参照して説明する。
第２図は従来の復調装置の一例を示すブロツク
図である。
図である。
第２図に示す復調装置は、直交振幅変調信号の
一つである４相位相変調信号I1を直交検波して２
値の復調信号P1，Q1を出力する直交変波器１と、
クロツク信号Ｃにより復調信号P1またはQ1を識
別してデータ信号D1，Ｅを出力する２ビツトの
Ａ−Ｄ変換器４，７と、Ａ−Ｄ変換器４の出力で
あるデータ信号D1，Ｅとクロツク信号Ｃとを入
力し信号V1を出力する制御回路６と、信号V1に
よつて制御される周波数を有するクロツク信号Ｃ
を出力する電圧制御発振器８とを備えて構成され
ている。
一つである４相位相変調信号I1を直交検波して２
値の復調信号P1，Q1を出力する直交変波器１と、
クロツク信号Ｃにより復調信号P1またはQ1を識
別してデータ信号D1，Ｅを出力する２ビツトの
Ａ−Ｄ変換器４，７と、Ａ−Ｄ変換器４の出力で
あるデータ信号D1，Ｅとクロツク信号Ｃとを入
力し信号V1を出力する制御回路６と、信号V1に
よつて制御される周波数を有するクロツク信号Ｃ
を出力する電圧制御発振器８とを備えて構成され
ている。
データ信号D1は、復調信号P1またはQ1がＡ−
Ｄ変換器４または７のサンプリング点でとる２値
のうちいずれであるかを表わす主信号である。デ
ータ信号Ｅは、サンプリング点における復調信号
P1またはQ1の値の正規値（正規レベル）からの
ずれ（誤差）を表わす信号である。
Ｄ変換器４または７のサンプリング点でとる２値
のうちいずれであるかを表わす主信号である。デ
ータ信号Ｅは、サンプリング点における復調信号
P1またはQ1の値の正規値（正規レベル）からの
ずれ（誤差）を表わす信号である。
制御回路６および電圧制御発振器８は、Ａ−Ｄ
変換器４の出力であるデータD1，Ｅを論理操作
してクロツク同期を行うクロツク同期回路を構成
し、昭和59年度電子通信学会通信部門全国大会講
演論文集〔分冊３〕、（昭59−10）P.3−22に記載
されている論文「クロツク同期回路」に提案され
ているクロツク同期回路と同じ原理で動作する。
以下制御回路６および電圧制御発振器８の動作を
説明する。
変換器４の出力であるデータD1，Ｅを論理操作
してクロツク同期を行うクロツク同期回路を構成
し、昭和59年度電子通信学会通信部門全国大会講
演論文集〔分冊３〕、（昭59−10）P.3−22に記載
されている論文「クロツク同期回路」に提案され
ているクロツク同期回路と同じ原理で動作する。
以下制御回路６および電圧制御発振器８の動作を
説明する。
復調信号P1は何らかの帯域制限を受けている
ので、Ａ−Ｄ変換器４のサンプリング点が最適点
からずれると復調信号の値は正規値（正規レベ
ル）からずれて、データ信号Ｅとして誤差信号を
出力する。
ので、Ａ−Ｄ変換器４のサンプリング点が最適点
からずれると復調信号の値は正規値（正規レベ
ル）からずれて、データ信号Ｅとして誤差信号を
出力する。
制御回路６は、（連続するサンプリング点を早
い方からT-1，T0，T1として）サンプリング点
T-1，T1におけるデータ信号D1からサンプリン
グ点T0における復調信号P1の時間微分の極性を
判別し、判別結果によりサンプリング点T0にお
けるデータ信号Ｅをそのままあるいは極性を反転
し低減波器を経て、信号V1として出力する。
サンプリング点T-1，T1におけるデータ信号D1
の値が等しいときはサンプリング点T0における
復調信号P1の時間微分が“０”であり、またデ
ータ信号Ｅはサンプリング点の進み・遅れに関係
しないので低減波器の入力の以前は有効な値を
保持する。
い方からT-1，T0，T1として）サンプリング点
T-1，T1におけるデータ信号D1からサンプリン
グ点T0における復調信号P1の時間微分の極性を
判別し、判別結果によりサンプリング点T0にお
けるデータ信号Ｅをそのままあるいは極性を反転
し低減波器を経て、信号V1として出力する。
サンプリング点T-1，T1におけるデータ信号D1
の値が等しいときはサンプリング点T0における
復調信号P1の時間微分が“０”であり、またデ
ータ信号Ｅはサンプリング点の進み・遅れに関係
しないので低減波器の入力の以前は有効な値を
保持する。
信号V1はサンプリング点がずれたときそれに
応動する誤差信号となつているので、信号V1に
より電圧制御発振器８の出力周波数を制御するこ
とによつてクロツク信号Ｃの位相が調整されて、
Ａ−Ｄ変換器４のサンプリング点は最適点にロツ
クされる。
応動する誤差信号となつているので、信号V1に
より電圧制御発振器８の出力周波数を制御するこ
とによつてクロツク信号Ｃの位相が調整されて、
Ａ−Ｄ変換器４のサンプリング点は最適点にロツ
クされる。
本例ではＡ−Ｄ変換器７もクロツク信号Ｃを用
いている。４相位相変調信号I1を送出する側の変
調装置の不完全さにより復調信号P1，Q1のクロ
ツクが位相ずれを起すことがある。このようなと
きは、制御回路６および電圧制御発振器８と同じ
ものをもう一組備え、Ａ−Ｄ変換器７の出力であ
るデータ信号D1，Ｅからクロツク信号を作り、
これをＡ−Ｄ変換器７に用いれば、Ａ−Ｄ変換器
４，７のサンプリング点を共に最適点に保つこと
ができる。
いている。４相位相変調信号I1を送出する側の変
調装置の不完全さにより復調信号P1，Q1のクロ
ツクが位相ずれを起すことがある。このようなと
きは、制御回路６および電圧制御発振器８と同じ
ものをもう一組備え、Ａ−Ｄ変換器７の出力であ
るデータ信号D1，Ｅからクロツク信号を作り、
これをＡ−Ｄ変換器７に用いれば、Ａ−Ｄ変換器
４，７のサンプリング点を共に最適点に保つこと
ができる。
さて、伝送路における遅延ひずみや減衰ひずみ
の補償を伝送路の状態に応じて自動制御で行うた
めに適応形トランスバーサル等化器を用いること
がある（たとえば、昭和59年度電子通信学会通信
部門全国大会講演論文集〔分冊３〕、（昭59−10）
P.3−23、24）。適応形トランスバーサル等化器
は、復調装置のサンプリング点の小さなずれの影
響を補償する作用ももつている。適応形トランス
バーサル等化器のタツプ係数の決定のための誤差
信号にはデータ信号Ｅが用いられる。
の補償を伝送路の状態に応じて自動制御で行うた
めに適応形トランスバーサル等化器を用いること
がある（たとえば、昭和59年度電子通信学会通信
部門全国大会講演論文集〔分冊３〕、（昭59−10）
P.3−23、24）。適応形トランスバーサル等化器
は、復調装置のサンプリング点の小さなずれの影
響を補償する作用ももつている。適応形トランス
バーサル等化器のタツプ係数の決定のための誤差
信号にはデータ信号Ｅが用いられる。
適応形トランスバーサル等化器と第２図に示す
復調装置とを同時に用いると、復調装置のクロツ
ク同期回路を制御する誤差信号も適応形トランス
バーサル等化器を制御する誤差信号も同じデータ
信号Ｅであるため、両方の制御ループがたがいに
影響して無定位となり適応形トランスバーサル等
化器が復調アイパターンを著しく劣化させること
がある。
復調装置とを同時に用いると、復調装置のクロツ
ク同期回路を制御する誤差信号も適応形トランス
バーサル等化器を制御する誤差信号も同じデータ
信号Ｅであるため、両方の制御ループがたがいに
影響して無定位となり適応形トランスバーサル等
化器が復調アイパターンを著しく劣化させること
がある。
図に用いて説明をつけ加えると、第９図は第２
図におけるP1（あるいはQ2）の復調アイ信号とタ
イミング信号との関係を表わしている。
図におけるP1（あるいはQ2）の復調アイ信号とタ
イミング信号との関係を表わしている。
第９図におけるａ〜ｃは適応形トランスバーサ
ル等化器のタイミング調整機能を説明する図であ
る。ａの如く復調信号に最適タイミングになつて
いる状態からｂの如くタイミング信号が何らかの
原因でＴ−△にずれた場合には、適応形トランス
バーサル等化器は、Ｔ−△の点で最大のアイ開口
値が得られるように復調信号波形をｃの如き波形
に変形するように動作する。しかしながら、ｃの
波形を見れば明らかなように波形は歪んでおり、
ａの場合の最大アイ開口値を得ることはできない
ばかりか、本来のフエーデイングによる波形歪を
等化する能力が著しく減少している。
ル等化器のタイミング調整機能を説明する図であ
る。ａの如く復調信号に最適タイミングになつて
いる状態からｂの如くタイミング信号が何らかの
原因でＴ−△にずれた場合には、適応形トランス
バーサル等化器は、Ｔ−△の点で最大のアイ開口
値が得られるように復調信号波形をｃの如き波形
に変形するように動作する。しかしながら、ｃの
波形を見れば明らかなように波形は歪んでおり、
ａの場合の最大アイ開口値を得ることはできない
ばかりか、本来のフエーデイングによる波形歪を
等化する能力が著しく減少している。
第９図におけるｄ〜ｆは第２図における制御回
路６及び電圧制御発振器８で構成されるクロツク
同期回路のタイミング調整機能を説明する図であ
る。ｄの状態から復調アイ信号がｅの如くＴ−△
にずれた場合、ｆの如くタイミング信号をＴ−△
にずらし、復調アイ信号に最適タイミングに調整
する。
路６及び電圧制御発振器８で構成されるクロツク
同期回路のタイミング調整機能を説明する図であ
る。ｄの状態から復調アイ信号がｅの如くＴ−△
にずれた場合、ｆの如くタイミング信号をＴ−△
にずらし、復調アイ信号に最適タイミングに調整
する。
このように適応形トランスバーサル等化器はタ
イミング信号に対して復調アイ信号を制御してタ
イミングに関して最適に、又、第２図のクロツク
同期回路は復調アイ信号に対して最適タイミング
になるようにタイミング信号を制御するため、同
時にこれら２つの回路を動作させた場合、復調ア
イ信号も、タイミング信号も同時に制御されるこ
とになり、その解は一義的に決定されず、結局そ
の状態が第９図におけるａの状態とｃの状態との
間、即ちタイミングは最適であるが復調アイ信号
が著しく歪んだ状態と歪が軽微な状態との間を不
安定にとるように動作する。
イミング信号に対して復調アイ信号を制御してタ
イミングに関して最適に、又、第２図のクロツク
同期回路は復調アイ信号に対して最適タイミング
になるようにタイミング信号を制御するため、同
時にこれら２つの回路を動作させた場合、復調ア
イ信号も、タイミング信号も同時に制御されるこ
とになり、その解は一義的に決定されず、結局そ
の状態が第９図におけるａの状態とｃの状態との
間、即ちタイミングは最適であるが復調アイ信号
が著しく歪んだ状態と歪が軽微な状態との間を不
安定にとるように動作する。
すなわち従来の復調装置が適応形トランスバー
サル等化器と同時に用いられた場合、両方の制御
が最適点に収束しないことがあるという欠点があ
る。
サル等化器と同時に用いられた場合、両方の制御
が最適点に収束しないことがあるという欠点があ
る。
本発明が解決しようとする問題点、いいかえれ
ば本発明の目的は、上記の欠点を解決し適応形ト
ランスバーサル等化器を同時に用いても正常に動
作する復調装置を提供することにある。
ば本発明の目的は、上記の欠点を解決し適応形ト
ランスバーサル等化器を同時に用いても正常に動
作する復調装置を提供することにある。
本発明の復調装置は、直交振幅変調信号を復調
する復調装置において、前記直交振幅変調信号を
入力として受け第１の制御信号によつて制御され
る可変トランスバーサルフイルタを通して出力す
る適応形トランスバーサル等化器と、前記適応形
トランスバーサル等化器の出力信号を直交検波し
て第１および第２の復調信号を出力する直交検波
器と、前記適応形トランスバーサル等化器の出力
信号あるいは前記第１の復調信号の変換点からク
ロツクに同期した信号を再生して出力する第１の
クロツク発生回路と、前記第１のクロツク発生回
路の出力信号を移相し第１のクロツク信号として
出力する第１の移相器と、前記第１のクロツク信
号により前記第１の復調信号を識別して第１のデ
ータ信号群を出力する第１のＡ−Ｄ変換器と、第
２の制御信号によつて位相あるいは周波数が制御
される第２のクロツク信号を出力する第２のクロ
ツク発生回路と、前記第２のクロツク信号により
前記第２の復調信号を識別して第２のデータ信号
群を出力する第２のＡ−Ｄ変換器と、前記第１及
び第２のデータ信号群を入力しそれを論理操作し
て前記第１の制御信号を出力する第１の制御回路
と、前記第２のデータ信号群を入力しそれを論理
操作して前記第２の制御信号を出力する第２の制
御回路とを備えて構成される。
する復調装置において、前記直交振幅変調信号を
入力として受け第１の制御信号によつて制御され
る可変トランスバーサルフイルタを通して出力す
る適応形トランスバーサル等化器と、前記適応形
トランスバーサル等化器の出力信号を直交検波し
て第１および第２の復調信号を出力する直交検波
器と、前記適応形トランスバーサル等化器の出力
信号あるいは前記第１の復調信号の変換点からク
ロツクに同期した信号を再生して出力する第１の
クロツク発生回路と、前記第１のクロツク発生回
路の出力信号を移相し第１のクロツク信号として
出力する第１の移相器と、前記第１のクロツク信
号により前記第１の復調信号を識別して第１のデ
ータ信号群を出力する第１のＡ−Ｄ変換器と、第
２の制御信号によつて位相あるいは周波数が制御
される第２のクロツク信号を出力する第２のクロ
ツク発生回路と、前記第２のクロツク信号により
前記第２の復調信号を識別して第２のデータ信号
群を出力する第２のＡ−Ｄ変換器と、前記第１及
び第２のデータ信号群を入力しそれを論理操作し
て前記第１の制御信号を出力する第１の制御回路
と、前記第２のデータ信号群を入力しそれを論理
操作して前記第２の制御信号を出力する第２の制
御回路とを備えて構成される。
以下実施例を示す図面を参照して本発明につい
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
第１図ａは本発明の第１の実施例を示すブロツ
ク図、第１図ｂは第１図ａにおけるクロツク発生
回路２の詳細を示すブロツク図である。
ク図、第１図ｂは第１図ａにおけるクロツク発生
回路２の詳細を示すブロツク図である。
第１図ａに示す実施例は、適応形トランスバー
サル等化器１０１で等化された４相位相変調信号
I1を直交検波して２値の復調信号P1，Q1を出力す
る直交検波器１と、復調信号P1の変換点からク
ロツクに同期した信号を再生し信号C1として出
力するクロツク発生回路２と、信号C1を移相し
クロツク信号Cpとして出力する移相器３と、ク
ロツク信号CpまたはCqにより復調信号P1または
Q1を識別してデータ信号D1，Ｅを出力する２ビ
ツトのＡ−Ｄ変換器４，７と、Ａ−Ｄ変換器７の
出力であるデータ信号D1，Ｅとクロツク信号Cq
とを入力し信号V1を出力する制御回路６と、信
号V1によつて制御される周波数を有するクロツ
ク信号Cqを出力する電圧制御発振器５とを具備
して構成されている。クロツク発生回路２は、復
調信号P1を全波整流して出力する全波整流器２
０１と、位相比較器２０２・低域波器２０３・
電圧制御発振器２０４を有し全波整流器２０１の
出力に含まれるクロツク成分に同期した信号C1
を出力する位相同期回路とを備えて構成されてい
る。
サル等化器１０１で等化された４相位相変調信号
I1を直交検波して２値の復調信号P1，Q1を出力す
る直交検波器１と、復調信号P1の変換点からク
ロツクに同期した信号を再生し信号C1として出
力するクロツク発生回路２と、信号C1を移相し
クロツク信号Cpとして出力する移相器３と、ク
ロツク信号CpまたはCqにより復調信号P1または
Q1を識別してデータ信号D1，Ｅを出力する２ビ
ツトのＡ−Ｄ変換器４，７と、Ａ−Ｄ変換器７の
出力であるデータ信号D1，Ｅとクロツク信号Cq
とを入力し信号V1を出力する制御回路６と、信
号V1によつて制御される周波数を有するクロツ
ク信号Cqを出力する電圧制御発振器５とを具備
して構成されている。クロツク発生回路２は、復
調信号P1を全波整流して出力する全波整流器２
０１と、位相比較器２０２・低域波器２０３・
電圧制御発振器２０４を有し全波整流器２０１の
出力に含まれるクロツク成分に同期した信号C1
を出力する位相同期回路とを備えて構成されてい
る。
復調信号P1は通常クロツク成分の線スペクト
ルを含まないが、ある発生確率で信号の変換点を
含むので、全波整流等の非線形操作を受けるとそ
の出力にはクロツク成分が発生する。したがつて
クロツク発生回路２は、復調信号P1の変換点か
らクロツクに同期した信号C1を再生して出力す
る。
ルを含まないが、ある発生確率で信号の変換点を
含むので、全波整流等の非線形操作を受けるとそ
の出力にはクロツク成分が発生する。したがつて
クロツク発生回路２は、復調信号P1の変換点か
らクロツクに同期した信号C1を再生して出力す
る。
移相器３は、クロツク信号C1を移相してＡ−
Ｄ変換器４のサンプリング点が最適になるように
クロツク信号Cpの位相を調整する。
Ｄ変換器４のサンプリング点が最適になるように
クロツク信号Cpの位相を調整する。
クロツク発生回路２の温度変化や経時変化によ
り信号C1・クロツク信号Cpの位相が変化しその
結果Ａ−Ｄ変換器４のサンプリング点が最適点か
らずれても、その影響は適応形トランスバーサル
等化器の作用により補償されるのでＡ−Ｄ変換器
４のサンプリング点は最適に制御されているとい
える。
り信号C1・クロツク信号Cpの位相が変化しその
結果Ａ−Ｄ変換器４のサンプリング点が最適点か
らずれても、その影響は適応形トランスバーサル
等化器の作用により補償されるのでＡ−Ｄ変換器
４のサンプリング点は最適に制御されているとい
える。
制御回路６および電圧制御発振器５は、第２図
に示す従来例における制御回路６および電圧制御
発振器８と同様の動作をしてＡ−Ｄ変換器７のサ
ンプリング点を最適にする。
に示す従来例における制御回路６および電圧制御
発振器８と同様の動作をしてＡ−Ｄ変換器７のサ
ンプリング点を最適にする。
適応形トランスバーサル等化器１０１にはＡ−
Ｄ変換器４，７の出力である二つのデータ信号Ｅ
を誤差信号として用いており、かつＡ−Ｄ変換器
７に供給されているクロツク信号Cqを移相器５
１を介して制御する制御回路６の誤差信号にもデ
ータ信号Ｅを用いているが、クロツク発生回路２
はデータ信号Ｅを誤差信号として用いてはおらず
復調信号P1の変換点からＡ−Ｄ変換器４のクロ
ツク信号Cpを再生している。そのためデータ信
号Ｅによつて適応形トランスバーサル等化器１０
１が制御されて復調信号P1の波形が変化しても、
それに対してクロツク信号Cpの位相がただちに
応動して変化することはなくほぼ一定値を保つ。
即ち、第１図の実施例には適応形トランスバーサ
ル等化器１０１の動作によつても、又、制御回路
６及び電圧制御発振器５から構成されるクロツク
同期回路の動作によつてもタイミング位相が変化
しないクロツク発生回路２及び移相器３から構成
されるクロツク同期回路が具備されており、移相
器３出力であるクロツク信号Cpを基準として第
１図の実施例は安定に動作する。
Ｄ変換器４，７の出力である二つのデータ信号Ｅ
を誤差信号として用いており、かつＡ−Ｄ変換器
７に供給されているクロツク信号Cqを移相器５
１を介して制御する制御回路６の誤差信号にもデ
ータ信号Ｅを用いているが、クロツク発生回路２
はデータ信号Ｅを誤差信号として用いてはおらず
復調信号P1の変換点からＡ−Ｄ変換器４のクロ
ツク信号Cpを再生している。そのためデータ信
号Ｅによつて適応形トランスバーサル等化器１０
１が制御されて復調信号P1の波形が変化しても、
それに対してクロツク信号Cpの位相がただちに
応動して変化することはなくほぼ一定値を保つ。
即ち、第１図の実施例には適応形トランスバーサ
ル等化器１０１の動作によつても、又、制御回路
６及び電圧制御発振器５から構成されるクロツク
同期回路の動作によつてもタイミング位相が変化
しないクロツク発生回路２及び移相器３から構成
されるクロツク同期回路が具備されており、移相
器３出力であるクロツク信号Cpを基準として第
１図の実施例は安定に動作する。
次に、第１０図を用いて動作を説明する。第１
０図におけるａは最適状態を表わしており、復調
アイ信号P1，Q1の波形は適応形トランスバーサ
ル等化器１０１の動作によつて変化し、その誤差
信号ＥはＡ−Ｄ変換器４及び７の出力より得てい
る。今ｂの如くクロツク信号Cqのタイミングが
Ｔ−△1まで何らかの擾乱を受けたとすると、Ａ
−Ｄ変換器７出力の誤差信号Ｅによつて適応形ト
ランスバーサル等化器１０１が制御され、ｃの如
く復調アイ信号P1，Q1が矢印の方向に制御され
る。しかしながら、その時クロツク信号Cpのタ
イミングはT0に固定されており、Ａ−Ｄ変換器
４出力の誤差信号Ｅは矢印の反対方向に復調アイ
信号P1，Q1を制御するような信号となる。そこ
で、結局復調アイ信号P1，Q1の波形はタイミン
グT0とタイミングＴ−△1との中間位置のＴ−△2
のタイミングに制御されることになるが、ここで
クロツク信号CqのタイミングはＴ−△1と最適タ
イミングからずれているので定常的にここにとど
まることはなくＴ−△2に制御される。そうする
と復調アイ信号P1，Q1の波形はＡ−Ｄ変換器４
出力の誤差信号ＥによつてＴ−△2にとどまるこ
とはなく、Ｔ−△2／２に変化する。このように
して結局復調アイ信号P1，Q1の波形及びクロツ
ク信号CqもT0のタイミングに収束する。即ち、
クロツク信号Cqあるいは復調信号P1，Q1に擾乱
があつてずれたとしても結局T0のタイミングに
収束して暴走することはない。
０図におけるａは最適状態を表わしており、復調
アイ信号P1，Q1の波形は適応形トランスバーサ
ル等化器１０１の動作によつて変化し、その誤差
信号ＥはＡ−Ｄ変換器４及び７の出力より得てい
る。今ｂの如くクロツク信号Cqのタイミングが
Ｔ−△1まで何らかの擾乱を受けたとすると、Ａ
−Ｄ変換器７出力の誤差信号Ｅによつて適応形ト
ランスバーサル等化器１０１が制御され、ｃの如
く復調アイ信号P1，Q1が矢印の方向に制御され
る。しかしながら、その時クロツク信号Cpのタ
イミングはT0に固定されており、Ａ−Ｄ変換器
４出力の誤差信号Ｅは矢印の反対方向に復調アイ
信号P1，Q1を制御するような信号となる。そこ
で、結局復調アイ信号P1，Q1の波形はタイミン
グT0とタイミングＴ−△1との中間位置のＴ−△2
のタイミングに制御されることになるが、ここで
クロツク信号CqのタイミングはＴ−△1と最適タ
イミングからずれているので定常的にここにとど
まることはなくＴ−△2に制御される。そうする
と復調アイ信号P1，Q1の波形はＡ−Ｄ変換器４
出力の誤差信号ＥによつてＴ−△2にとどまるこ
とはなく、Ｔ−△2／２に変化する。このように
して結局復調アイ信号P1，Q1の波形及びクロツ
ク信号CqもT0のタイミングに収束する。即ち、
クロツク信号Cqあるいは復調信号P1，Q1に擾乱
があつてずれたとしても結局T0のタイミングに
収束して暴走することはない。
尚、適応形トランスバーサル等化器１０１に用
いるタイミング信号は単に波形整形に用いるもの
であるのでクロツク信号Cp，Cqのどちらを用い
ても良い。
いるタイミング信号は単に波形整形に用いるもの
であるのでクロツク信号Cp，Cqのどちらを用い
ても良い。
以上説明したように第１図ａに示す構成をとれ
ば、適応形トランスバーサル等化器１０１および
復調装置を共に正常に動作させることができる。
ば、適応形トランスバーサル等化器１０１および
復調装置を共に正常に動作させることができる。
第３図は本発明の第２の実施例を示すブロツク
図である。
図である。
第３図に示す実施例は、第１図に示す実施例に
おける直交検波器１とＡ−Ｄ変換器４，７との間
にベースバンド帯で動作する適応形トランスバー
サル等化器１０２を挿入していること以外は第１
図に示す実施例とまつたく同一の構成であり、動
作もまつたく同じである。なお、第３図に示す実
施例においては、トランスバーサル等化器１０２
で等化された後の復調信号P1をクロツク発生回
路２の入力として用いているが、等化される前の
復調信号を用いても同様に動作する。
おける直交検波器１とＡ−Ｄ変換器４，７との間
にベースバンド帯で動作する適応形トランスバー
サル等化器１０２を挿入していること以外は第１
図に示す実施例とまつたく同一の構成であり、動
作もまつたく同じである。なお、第３図に示す実
施例においては、トランスバーサル等化器１０２
で等化された後の復調信号P1をクロツク発生回
路２の入力として用いているが、等化される前の
復調信号を用いても同様に動作する。
第４図は本発明の第３の実施例を示すブロツク
図である。
図である。
第４図に示す実施例も、適応形トランスバーサ
ル等化器（第４図には図示していない）と同時に
用いられる。
ル等化器（第４図には図示していない）と同時に
用いられる。
本実施例は第１図ａに示す実施例におけるクロ
ツク発生回路２および電圧制御発振器５をクロツ
ク発生回路２１および移相器５１でおきかえたも
のである。
ツク発生回路２および電圧制御発振器５をクロツ
ク発生回路２１および移相器５１でおきかえたも
のである。
クロツク発生回路２１は、第１図ｂに示すクロ
ツク発生回路２の全波整流器２０１を、４相位相
変調信号I1を包絡線検波等の非線形操作する回路
でおきかえたものである。４相位相変調信号I1も
非線形操作を受けるとクロツク成分を発生するの
で、クロツク発生回路２１は４相位相変調信号I1
の変換点からクロツクに同期した信号C1を再生
して出力する。
ツク発生回路２の全波整流器２０１を、４相位相
変調信号I1を包絡線検波等の非線形操作する回路
でおきかえたものである。４相位相変調信号I1も
非線形操作を受けるとクロツク成分を発生するの
で、クロツク発生回路２１は４相位相変調信号I1
の変換点からクロツクに同期した信号C1を再生
して出力する。
クロツク信号C1は、第１図ａに示す実施例に
おけると同様に移相器３で位相されてクロツク信
号Cpとなるほかに、分岐されて移相器５１に入
力され移相されてクロツク信号Cqとなる。移相
器５１の移相値は信号V1により制御されるので、
クロツク信号Cqの位相は、Ａ−Ｄ変換器７のサ
ンプリング点を最適にする値に制御される。
おけると同様に移相器３で位相されてクロツク信
号Cpとなるほかに、分岐されて移相器５１に入
力され移相されてクロツク信号Cqとなる。移相
器５１の移相値は信号V1により制御されるので、
クロツク信号Cqの位相は、Ａ−Ｄ変換器７のサ
ンプリング点を最適にする値に制御される。
第４図に示す復調装置および同時に使用される
適応形トランスバーサル等化器が共に正常に動作
することは、第１図ａに示す実施例におけると同
様である。
適応形トランスバーサル等化器が共に正常に動作
することは、第１図ａに示す実施例におけると同
様である。
第５図は本発明の第４の実施例を示すブロツク
図である。
図である。
第５図に示す実施例も適応形トランスバーサル
等化器（第５図には図示していない）と同時に用
いられるものであり、第１図ａに示す実施例にお
ける電圧制御発振器５を固定周波数発振器５２お
よび移相器５３でおきかえたものである。
等化器（第５図には図示していない）と同時に用
いられるものであり、第１図ａに示す実施例にお
ける電圧制御発振器５を固定周波数発振器５２お
よび移相器５３でおきかえたものである。
固定周波数発振器５２の出力周波数はクロツク
周波数にほぼ等しい値である。移相器５３は移相
値が時間に比例して増大または減少する無限移相
器であり、移相値の時間変化率が信号V1により
制御される。固定周波数発振器５２の出力は、移
相器５３により信号V1で制御される時間変化率
の移相値で移相されることによつて、位相が制御
されてクロツク信号Cqとなるので、クロツク信
号Cqの位相はＡ−Ｄ変換器７のサンプリング点
を最適にする値に制御される。
周波数にほぼ等しい値である。移相器５３は移相
値が時間に比例して増大または減少する無限移相
器であり、移相値の時間変化率が信号V1により
制御される。固定周波数発振器５２の出力は、移
相器５３により信号V1で制御される時間変化率
の移相値で移相されることによつて、位相が制御
されてクロツク信号Cqとなるので、クロツク信
号Cqの位相はＡ−Ｄ変換器７のサンプリング点
を最適にする値に制御される。
上記以外の部分は第１図ａに示す実施例と同じ
であるから、第５図に示す実施例は適応形トラン
スバーサル等化器の制御やＡ−Ｄ変換器４，７の
サンプリング点の制御において、第１図ａにおけ
るのと同じ効果をもつ。
であるから、第５図に示す実施例は適応形トラン
スバーサル等化器の制御やＡ−Ｄ変換器４，７の
サンプリング点の制御において、第１図ａにおけ
るのと同じ効果をもつ。
第６図は本発明の第５の実施例を示すブロツク
図である。
図である。
第６図に示す実施例も適応形トランスバーサル
等化器（第６図には図示していない）と同時に用
いられるものであり、第１図ａに示す実施例にお
けるクロツク発生回路２および電圧制御発振器５
をクロツク発生回路２２および移相器５１でおき
かえたものである。
等化器（第６図には図示していない）と同時に用
いられるものであり、第１図ａに示す実施例にお
けるクロツク発生回路２および電圧制御発振器５
をクロツク発生回路２２および移相器５１でおき
かえたものである。
クロツク発生回路２２は、信号C1の極性を反
転するインバータ２２１と、インバータ２２１の
出力により復調信号P1を識別してデータ信号Ｆ
を出力する１ビツトのＡ−Ｄ変換器２２２と、Ａ
−Ｄ変換器４の出力であるデータ信号D1・デー
タ信号Ｆおよび信号C1を入力し信号V2を出力す
る論理回路２２３と、信号V2によつて制御され
る周波数を有する信号C1を出力する電圧制御発
振器２２４とを備えて構成されている。
転するインバータ２２１と、インバータ２２１の
出力により復調信号P1を識別してデータ信号Ｆ
を出力する１ビツトのＡ−Ｄ変換器２２２と、Ａ
−Ｄ変換器４の出力であるデータ信号D1・デー
タ信号Ｆおよび信号C1を入力し信号V2を出力す
る論理回路２２３と、信号V2によつて制御され
る周波数を有する信号C1を出力する電圧制御発
振器２２４とを備えて構成されている。
移相器３の移相値はインバータ２２１の極性反
転作用とあわせて、Ａ−Ｄ変換器４の入力端にお
いてクロツク信号Cpが時刻T0，T1にあるときＡ
−Ｄ変換器２２２の入力端においてインバータ２
２１の出力が時刻（T0＋T1）／２になるように
調整される。したがつてＡ−Ｄ変換器４の入力端
におけるクロツク信号CpとＡ−Ｄ変換器２２２
の入力端におけるインバータ２２１の出力とは逆
相関係になる。
転作用とあわせて、Ａ−Ｄ変換器４の入力端にお
いてクロツク信号Cpが時刻T0，T1にあるときＡ
−Ｄ変換器２２２の入力端においてインバータ２
２１の出力が時刻（T0＋T1）／２になるように
調整される。したがつてＡ−Ｄ変換器４の入力端
におけるクロツク信号CpとＡ−Ｄ変換器２２２
の入力端におけるインバータ２２１の出力とは逆
相関係になる。
復調信号P1の変換点は、Ａ−Ｄ変換器４の最
適サンプリング点の中間にあるから、Ａ−Ｄ変換
器４のサンプリング点が最適タイミングになつて
いる場合クロツク信号Cpが時刻T0，T1にあるな
らば変換点は時刻（T0＋T1）／２にあり、この
時刻はＡ−Ｄ変換器２２２のサンプリング点であ
る。また変換点で復調信号P1の値は０レベルと
なる。したがつてこの場合復調信号P1の変換点
でデータ信号Ｆは論理値“１”と“０”とを同一
確率でとる。
適サンプリング点の中間にあるから、Ａ−Ｄ変換
器４のサンプリング点が最適タイミングになつて
いる場合クロツク信号Cpが時刻T0，T1にあるな
らば変換点は時刻（T0＋T1）／２にあり、この
時刻はＡ−Ｄ変換器２２２のサンプリング点であ
る。また変換点で復調信号P1の値は０レベルと
なる。したがつてこの場合復調信号P1の変換点
でデータ信号Ｆは論理値“１”と“０”とを同一
確率でとる。
インバータ２２１の出力が変換点より進んで
（または遅れて）おり変換点における復調信号P1
の時間微分の極性が正であればＡ−Ｄ変換器２２
２のサンプリング点で復調信号P1の値は負（ま
たは正）であり、データ信号Ｆは論理値“０”
（または“１”）をとる。極性が負であればインバ
ータ２２１の出力と変換点からの進み・遅れとデ
ータ信号Ｆの値との関係は上記の逆となる。論理
回路２２３は、変換点の前後のＡ−Ｄ変換器４の
サンプリング点におけるデータ信号D1から変換
点における復調信号P1の時間微分の極性を判別
し、正ならばデータ信号Ｆを同相で、負ならば逆
相に変換して低域波器を経て信号V2として出
力する。したがつてインバータ２２１の出力が変
換点より進んでいれば低域波器入力は論理値
“０”、遅れていれば論理値“１”となる。
（または遅れて）おり変換点における復調信号P1
の時間微分の極性が正であればＡ−Ｄ変換器２２
２のサンプリング点で復調信号P1の値は負（ま
たは正）であり、データ信号Ｆは論理値“０”
（または“１”）をとる。極性が負であればインバ
ータ２２１の出力と変換点からの進み・遅れとデ
ータ信号Ｆの値との関係は上記の逆となる。論理
回路２２３は、変換点の前後のＡ−Ｄ変換器４の
サンプリング点におけるデータ信号D1から変換
点における復調信号P1の時間微分の極性を判別
し、正ならばデータ信号Ｆを同相で、負ならば逆
相に変換して低域波器を経て信号V2として出
力する。したがつてインバータ２２１の出力が変
換点より進んでいれば低域波器入力は論理値
“０”、遅れていれば論理値“１”となる。
以上説明したように信号V2は、インバータ２
２１の出力が変換点からずれたときそれに応動す
る誤差信号となつているので電圧制御発振器２２
４に供給されて、インバータ２２１の出力を変換
点すなわち時刻（T0＋T1）／２にロツクするよ
うに電圧制御発信器２２４の出力すなわち信号
C1を制御してクロツクに同期させる。すなわち
クロツク発生回路２２は、復調信号P1の変換点
からクロツクに同期した信号C1を再生して出力
するということにおいて第１図ａにおけるクロツ
ク発生回路２と同じ機能をもつている。
２１の出力が変換点からずれたときそれに応動す
る誤差信号となつているので電圧制御発振器２２
４に供給されて、インバータ２２１の出力を変換
点すなわち時刻（T0＋T1）／２にロツクするよ
うに電圧制御発信器２２４の出力すなわち信号
C1を制御してクロツクに同期させる。すなわち
クロツク発生回路２２は、復調信号P1の変換点
からクロツクに同期した信号C1を再生して出力
するということにおいて第１図ａにおけるクロツ
ク発生回路２と同じ機能をもつている。
一方クロツク信号Cqの制御については、第４
図に示す実施例におけるクロツク信号Cqの制御
とまつたく同一である。
図に示す実施例におけるクロツク信号Cqの制御
とまつたく同一である。
クロツク発生回路２２は復調信号P1の変換点
からクロツクに同期した信号C1を再生し、その
位相が移相器３で移相されてクロツク信号Cpと
なるので、適応形トランスバーサル等化器の制御
によつても復調信号P1の波形が変化してもクロ
ツク信号Cpの位相はほぼ一定値を保つ。したが
つて第１図ａに示す実施例におけると同様に、第
６図に示す実施例および同時に使用される適応形
トランスバーサル等化器は共に正常に動作する。
からクロツクに同期した信号C1を再生し、その
位相が移相器３で移相されてクロツク信号Cpと
なるので、適応形トランスバーサル等化器の制御
によつても復調信号P1の波形が変化してもクロ
ツク信号Cpの位相はほぼ一定値を保つ。したが
つて第１図ａに示す実施例におけると同様に、第
６図に示す実施例および同時に使用される適応形
トランスバーサル等化器は共に正常に動作する。
第７図は本発明の第６の実施例を示すブロツク
図である。
図である。
第７図に示す実施例は、適応形トランスバーサ
ル等化器（第７図には図示していない）と同時に
用いられて16値直交振幅変調信号I2を復調する復
調装置であり、16値直交振幅変調信号I2を直交検
波して４値の復調信号P2，Q2を出力する直交検
波器１１と、復調信号P2の変換点からクロツク
に同期した信号を再生してクロツク信号C1とし
て出力するクロツク発生回路２と、信号C1を移
相してクロツク信号Cpとして出力する移相器３
と、クロツク信号CpまたはCqにより復調信号P2
またはQ2を識別してデータ信号D1，D2，Ｅを出
力する３ビツトのＡ−Ｄ変換器４１，７１と、Ａ
−Ｄ変換器７１の出力であるデータ信号D1，D2，
Ｅとクロツク信号Cqとを入力し信号V1を出力す
る制御回路６１と、信号V1によつて制御される
移相値で信号C1を移相してクロツク信号Cqとし
て出力する移相器５１とを備えて構成されてい
る。
ル等化器（第７図には図示していない）と同時に
用いられて16値直交振幅変調信号I2を復調する復
調装置であり、16値直交振幅変調信号I2を直交検
波して４値の復調信号P2，Q2を出力する直交検
波器１１と、復調信号P2の変換点からクロツク
に同期した信号を再生してクロツク信号C1とし
て出力するクロツク発生回路２と、信号C1を移
相してクロツク信号Cpとして出力する移相器３
と、クロツク信号CpまたはCqにより復調信号P2
またはQ2を識別してデータ信号D1，D2，Ｅを出
力する３ビツトのＡ−Ｄ変換器４１，７１と、Ａ
−Ｄ変換器７１の出力であるデータ信号D1，D2，
Ｅとクロツク信号Cqとを入力し信号V1を出力す
る制御回路６１と、信号V1によつて制御される
移相値で信号C1を移相してクロツク信号Cqとし
て出力する移相器５１とを備えて構成されてい
る。
クロツク信号Cpの制御については第１図ａに
示す実施例におけるクロツク信号Cpの制御とな
んら変るところはない。したがつて適応形トラン
スバーサル等化器と同時に用いられて、Ａ−Ｄ変
換器４１のサンプリング点がずれてもその影響が
補償され適応形トランスバーサル等化器も最適に
制御されることは第１図ａに示す実施例における
と同様である。
示す実施例におけるクロツク信号Cpの制御とな
んら変るところはない。したがつて適応形トラン
スバーサル等化器と同時に用いられて、Ａ−Ｄ変
換器４１のサンプリング点がずれてもその影響が
補償され適応形トランスバーサル等化器も最適に
制御されることは第１図ａに示す実施例における
と同様である。
制御回路６１は、第２図・第３図における制御
回路６と同じ原理で動作するものであり、サンプ
リング点T0における復調信号Q2の時間微分の極
性を判別するのにサンプリング点T-1，T1におけ
るＡ−Ｄ変換器７の出力であるデータ信号D1，
D2を用いること以外は制御回路６とまつたく同
じ動作をする。したがつてＡ−Ｄ変換器７１のサ
ンプリング点も第３図に示す実施例におけると同
様に最適に制御される。
回路６と同じ原理で動作するものであり、サンプ
リング点T0における復調信号Q2の時間微分の極
性を判別するのにサンプリング点T-1，T1におけ
るＡ−Ｄ変換器７の出力であるデータ信号D1，
D2を用いること以外は制御回路６とまつたく同
じ動作をする。したがつてＡ−Ｄ変換器７１のサ
ンプリング点も第３図に示す実施例におけると同
様に最適に制御される。
第８図は本発明の第７の実施例を示すブロツク
図である。
図である。
第８図に示す実施例は適応形トランスバーサル
等化器が同時に使用されないときに用いられるも
のであり、第１図ａに示す実施例における電圧制
御発振器５および移相器３を移相器５１およびそ
れと同一機能を有する移相器３１でおきかえ、移
相器３１の移相値を制御する制御回路６２を追加
したものである。制御回路６２は制御回路６と同
一機能を有する。Ａ−Ｄ変換器４のサンプリング
点は制御回路６２と移相器３１とで最適に制御さ
れ、Ａ−Ｄ変換器７のサンプリング点は制御回路
６と移相器５１とで最適に制御される。
等化器が同時に使用されないときに用いられるも
のであり、第１図ａに示す実施例における電圧制
御発振器５および移相器３を移相器５１およびそ
れと同一機能を有する移相器３１でおきかえ、移
相器３１の移相値を制御する制御回路６２を追加
したものである。制御回路６２は制御回路６と同
一機能を有する。Ａ−Ｄ変換器４のサンプリング
点は制御回路６２と移相器３１とで最適に制御さ
れ、Ａ−Ｄ変換器７のサンプリング点は制御回路
６と移相器５１とで最適に制御される。
〔従来の技術〕の項で説明したように、第８図
に示す実施例を適応形トランスバーサル等化器と
同時に用いれば両方の制御が無定位になることが
ある。しかし移相器３１に入力する信号V3を固
定電圧信号に変更すれば移相器３１は第１図ａに
示す実施例における移相器３と同一機能となり適
応形トランスバーサル等化器と同時に用いても両
方の制御が無定位となることはない。
に示す実施例を適応形トランスバーサル等化器と
同時に用いれば両方の制御が無定位になることが
ある。しかし移相器３１に入力する信号V3を固
定電圧信号に変更すれば移相器３１は第１図ａに
示す実施例における移相器３と同一機能となり適
応形トランスバーサル等化器と同時に用いても両
方の制御が無定位となることはない。
復調装置の製造時に、適応形トランスバーサル
等化器の同時使用の有り・無しにかかわらず第７
図に示す実施例のみを製造し、使用時に必要に応
じて上記の変更を行うようにすれば上記変更はき
わめて容易であるから、復調装置の標準化をはか
ることができてその経済的効果は大きい。
等化器の同時使用の有り・無しにかかわらず第７
図に示す実施例のみを製造し、使用時に必要に応
じて上記の変更を行うようにすれば上記変更はき
わめて容易であるから、復調装置の標準化をはか
ることができてその経済的効果は大きい。
また、第１，３，４，５，６，７図に示す実施
例においても必要に応じて移相器３を電圧信号に
より移相値が制御される移相器でおきかえ、電圧
信号を発生する制御回路を付加するという変更を
することにより復調装置の標準化をはかることが
できる。
例においても必要に応じて移相器３を電圧信号に
より移相値が制御される移相器でおきかえ、電圧
信号を発生する制御回路を付加するという変更を
することにより復調装置の標準化をはかることが
できる。
以上４相位相変調信号または16値直交振幅変調
信号を復調する復調装置について本発明の実施例
を説明したが、本発明は64値以上の多値直交振幅
変調信号や復調信号が等間隔でない多値をとる直
交振幅変調信号（たとえば８相位相変調信号な
ど）を復調する復調装置にも用いることができ
る。
信号を復調する復調装置について本発明の実施例
を説明したが、本発明は64値以上の多値直交振幅
変調信号や復調信号が等間隔でない多値をとる直
交振幅変調信号（たとえば８相位相変調信号な
ど）を復調する復調装置にも用いることができ
る。
以上詳細に説明したように、本発明の復調装置
は直行振幅変調信号を復調し、適応形トランスバ
ーサル等化器と同時に用いても両方の制御が最適
点に収束し、二つのＡ−Ｄ変換器のサンプリング
点が共に最適に制御されるので、本発明の復調装
置を適応形トランスバーサル等化器と同時に用い
ることにより搬送波帯の専有周波数幅に対して大
きな伝送情報量を伝送路における遅延ひずみや減
衰ひずみを補償して良質に伝送することができる
という効果があり、また本発明を用いることによ
り復調装置の標準化をはかることができるという
経済的効果がある。
は直行振幅変調信号を復調し、適応形トランスバ
ーサル等化器と同時に用いても両方の制御が最適
点に収束し、二つのＡ−Ｄ変換器のサンプリング
点が共に最適に制御されるので、本発明の復調装
置を適応形トランスバーサル等化器と同時に用い
ることにより搬送波帯の専有周波数幅に対して大
きな伝送情報量を伝送路における遅延ひずみや減
衰ひずみを補償して良質に伝送することができる
という効果があり、また本発明を用いることによ
り復調装置の標準化をはかることができるという
経済的効果がある。
第１図ａは本発明の復調装置の第１の実施例を
示すブロツク図、第１図ｂは第１図ａにおけるク
ロツク発生回路２の詳細を示すブロツク図、第２
図は従来の復調装置の一例を示すブロツク図、第
３，４，５，６，７，８図は本発明は復調装置の
第２、３、４、５、６、７の実施例を示すブロツ
ク図、第９図ａ〜ｃは第２図の従来例と同時に用
いられる適応形トランスバーサル等化器のタイミ
ング調整機能を説明するための図、第９図ｄ〜ｆ
は第２図における制御回路６及び電圧制御発振器
８で構成されるクロツク同期回路のタイミング調
整機能を説明するための図、第１０図は第１図の
実施例のタイミング調整機能を説明するための図
である。
示すブロツク図、第１図ｂは第１図ａにおけるク
ロツク発生回路２の詳細を示すブロツク図、第２
図は従来の復調装置の一例を示すブロツク図、第
３，４，５，６，７，８図は本発明は復調装置の
第２、３、４、５、６、７の実施例を示すブロツ
ク図、第９図ａ〜ｃは第２図の従来例と同時に用
いられる適応形トランスバーサル等化器のタイミ
ング調整機能を説明するための図、第９図ｄ〜ｆ
は第２図における制御回路６及び電圧制御発振器
８で構成されるクロツク同期回路のタイミング調
整機能を説明するための図、第１０図は第１図の
実施例のタイミング調整機能を説明するための図
である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直交振幅変調信号を復調する復調装置におい
て、 前記直交振幅変調信号を入力として受け第１の
制御信号によつて制御される可変トランスバーサ
ルフイルタを通して出力する適応形トランスバー
サル等化器と、 前記適応形トランスバーサル等化器の出力信号
を直交検波して第１および第２の復調信号を出力
する直交検波器と、 前記適応形トランスバーサル等化器の出力信号
あるいは前記第１の復調信号の変換点からクロツ
クに同期した信号を再生して出力する第１のクロ
ツク発生回路と、 前記第１のクロツク発生回路の出力信号を移相
し第１のクロツク信号として出力する第１の移相
器と、 前記第１のクロツク信号により前記第１の復調
信号を識別して第１のデータ信号群を出力する第
１のＡ−Ｄ変換器と、 第２の制御信号によつて位相あるいは周波数が
制御される第２のクロツク信号を出力する第２の
クロツク発生回路と、 前記第２のクロツク信号により前記第２の復調
信号を識別して第２のデータ信号群を出力する第
２のＡ−Ｄ変換器と、 前記第１及び第２のデータ信号群を入力しそれ
を論理操作して前記第１の制御信号を出力する第
１の制御回路と、 前記第２のデータ信号群を入力しそれを論理操
作して前記第２の制御信号を出力する第２の制御
回路と を具備することを特徴とする復調装置。 ２ 前記第２のクロツク発生回路は、前記第１の
クロツク発生回路の出力信号を移相する第２の移
相器であることを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の復調装置。 ３ 前記第２のクロツク発生回路は、固定周波数
発振器と第３の移相器とを備えたものであること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の復調装
置。 ４ 前記第１の移相器を、前記第１のデータ信号
群の論理操作により得た信号により制御すること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の復調装
置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59260374A JPS61137446A (ja) | 1984-12-10 | 1984-12-10 | 復調装置 |
| US06/804,426 US4631488A (en) | 1984-12-10 | 1985-12-04 | QAM demodulator with distortion compensation |
| CA000496914A CA1276693C (en) | 1984-12-10 | 1985-12-05 | Demodulator |
| CN85109557.7A CN1003399B (zh) | 1984-12-10 | 1985-12-05 | 解调器 |
| AU50855/85A AU573713B2 (en) | 1984-12-10 | 1985-12-06 | Qam demodulator with distortion compensation |
| EP85115648A EP0184805B1 (en) | 1984-12-10 | 1985-12-09 | Demodulator |
| DE8585115648T DE3582127D1 (en) | 1984-12-10 | 1985-12-09 | Demodulator. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59260374A JPS61137446A (ja) | 1984-12-10 | 1984-12-10 | 復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61137446A JPS61137446A (ja) | 1986-06-25 |
| JPH0420545B2 true JPH0420545B2 (ja) | 1992-04-03 |
Family
ID=17347034
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59260374A Granted JPS61137446A (ja) | 1984-12-10 | 1984-12-10 | 復調装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4631488A (ja) |
| EP (1) | EP0184805B1 (ja) |
| JP (1) | JPS61137446A (ja) |
| CN (1) | CN1003399B (ja) |
| AU (1) | AU573713B2 (ja) |
| CA (1) | CA1276693C (ja) |
| DE (1) | DE3582127D1 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1282127C (en) * | 1985-06-29 | 1991-03-26 | Nec Corporation | Digital demodulation system |
| JPS6210950A (ja) * | 1985-07-08 | 1987-01-19 | Nec Corp | デイジタル無線通信方式 |
| FR2627653B1 (fr) * | 1988-02-18 | 1994-04-08 | Alcatel Thomson Faisceaux Hertzi | Procede d'asservissement de l'instant de regeneration dans une transmission numerique utilisant une modulation de porteuse selon deux axes en quadrature et dispositif de mise en oeuvre de ce procede |
| DE4041701C1 (ja) * | 1990-12-24 | 1992-06-25 | Ant Nachrichtentechnik Gmbh, 7150 Backnang, De | |
| JP3403849B2 (ja) * | 1995-03-17 | 2003-05-06 | 富士通株式会社 | 多重無線装置の受信部に設けられるクロック位相検出回路及びクロック再生回路 |
| DE60330063D1 (de) * | 2003-01-09 | 2009-12-24 | Dong Seon Lee | Verfahren zur herstellung eines schutzhelmes und auf diese weise hergestellter schutzhelm |
| CN101672877B (zh) * | 2009-09-16 | 2011-10-05 | 工业和信息化部通信计量中心 | 一种基于矢量分析的调幅信号伴随调相测量方法 |
| CN113595948B (zh) * | 2021-08-03 | 2023-10-24 | 上海橙科微电子科技有限公司 | 应用于光通信的可配置激光驱动器均衡位置的均衡电路 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5034366B1 (ja) * | 1971-04-30 | 1975-11-07 | ||
| JPS5925500B2 (ja) * | 1978-03-03 | 1984-06-18 | 日本電気株式会社 | 搬送波再生回路 |
| JPS59161149A (ja) * | 1983-03-04 | 1984-09-11 | Nec Corp | タイミング同期回路 |
| US4553102A (en) * | 1983-07-22 | 1985-11-12 | Nec Corp. | Multilevel amplitude modulation demodulator with DC drift compensation |
-
1984
- 1984-12-10 JP JP59260374A patent/JPS61137446A/ja active Granted
-
1985
- 1985-12-04 US US06/804,426 patent/US4631488A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-12-05 CA CA000496914A patent/CA1276693C/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-12-05 CN CN85109557.7A patent/CN1003399B/zh not_active Expired
- 1985-12-06 AU AU50855/85A patent/AU573713B2/en not_active Ceased
- 1985-12-09 DE DE8585115648T patent/DE3582127D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1985-12-09 EP EP85115648A patent/EP0184805B1/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61137446A (ja) | 1986-06-25 |
| EP0184805A3 (en) | 1988-02-03 |
| DE3582127D1 (en) | 1991-04-18 |
| US4631488A (en) | 1986-12-23 |
| AU5085585A (en) | 1986-06-19 |
| CN85109557A (zh) | 1986-06-10 |
| EP0184805B1 (en) | 1991-03-13 |
| AU573713B2 (en) | 1988-06-16 |
| CN1003399B (zh) | 1989-02-22 |
| CA1276693C (en) | 1990-11-20 |
| EP0184805A2 (en) | 1986-06-18 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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