JPH04211549A - 高容量ディジタルラジオ波伝送用のトランスミッタを初期化する方法及びその装置 - Google Patents
高容量ディジタルラジオ波伝送用のトランスミッタを初期化する方法及びその装置Info
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- JPH04211549A JPH04211549A JP2412652A JP41265290A JPH04211549A JP H04211549 A JPH04211549 A JP H04211549A JP 2412652 A JP2412652 A JP 2412652A JP 41265290 A JP41265290 A JP 41265290A JP H04211549 A JPH04211549 A JP H04211549A
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- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims abstract description 21
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 4
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000011017 operating method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】 本発明は、マルチレベル直角
振幅変調（ＱＡＭ）ディジタル信号が搬送波に送られる
高容量ディジタルラジオ回路にトランスミッタを構成す
るシステムに関するものである。システム前記構成は、
外部でトランスミッタに対して発生された電力増幅器の
非直線性の影響下で展開する奇数位の相互変調成分を補
正するための複数の正弦波信号（トーン）によって実行
される。
振幅変調（ＱＡＭ）ディジタル信号が搬送波に送られる
高容量ディジタルラジオ回路にトランスミッタを構成す
るシステムに関するものである。システム前記構成は、
外部でトランスミッタに対して発生された電力増幅器の
非直線性の影響下で展開する奇数位の相互変調成分を補
正するための複数の正弦波信号（トーン）によって実行
される。
【０００２】
【従来の技術】トランスミッタの直線性は、高容量ディ
ジタルラジオ回路では重要な品質パラメータであり、特
に変調レベルの高い数（例えば６４あるいは２５６ＱＡ
Ｍ）の場合におけるマルチレベル直角振幅変調に適用さ
れたときにいえることである。トランスミッタに使用さ
れた終段電力増幅器は本質的に偶数位と奇数位の両方の
非直線性よってもたらされる歪の影響を受ける。この終
段の非直線性は特にそれが相互変調成分に影響を及ぼす
ことから危険であり、伝送されたディジタル信号帯にま
で入り込み、簡単なフィルタ作用では除去できないもの
である。
ジタルラジオ回路では重要な品質パラメータであり、特
に変調レベルの高い数（例えば６４あるいは２５６ＱＡ
Ｍ）の場合におけるマルチレベル直角振幅変調に適用さ
れたときにいえることである。トランスミッタに使用さ
れた終段電力増幅器は本質的に偶数位と奇数位の両方の
非直線性よってもたらされる歪の影響を受ける。この終
段の非直線性は特にそれが相互変調成分に影響を及ぼす
ことから危険であり、伝送されたディジタル信号帯にま
で入り込み、簡単なフィルタ作用では除去できないもの
である。
【０００３】奇数位の、特に第３位の増幅器非直線性の
作用を補正するために、Ｉ．Ｆ（中間周波数）の逆歪技
術がしばしば用いられる。この技術では電力増幅器によ
ってもたらされる歪を補完する振幅と位相歪成分を発生
させて、歪を補正除去する。アライメントは逆歪回路に
おいて、振幅と位相調節の作用をする。
作用を補正するために、Ｉ．Ｆ（中間周波数）の逆歪技
術がしばしば用いられる。この技術では電力増幅器によ
ってもたらされる歪を補完する振幅と位相歪成分を発生
させて、歪を補正除去する。アライメントは逆歪回路に
おいて、振幅と位相調節の作用をする。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】第１図はトランスミッ
タの原理図である。ＰＤ（１）は歪補正するための逆歪
発生器によって正確に形成されたＩＦリニアライザを示
す。Ｒ１とＲ２は逆歪発生器によってもたらされた歪の
振幅と位相調節信号を示す。ＯＬは局部発振器によって
発生された搬送波で、この搬送波がコンバータＸ（２）
に加えられて、逆歪発生器のＩＦ信号を伝送周波数に変
換する。ＰＡ（３）は終段電力増幅器である。前述の補
正が正常化される基準はきわめて限界的なのが特徴であ
る。この課題は一般的に認められ、世界的に容認される
べく考慮されるまでには至っていない。
タの原理図である。ＰＤ（１）は歪補正するための逆歪
発生器によって正確に形成されたＩＦリニアライザを示
す。Ｒ１とＲ２は逆歪発生器によってもたらされた歪の
振幅と位相調節信号を示す。ＯＬは局部発振器によって
発生された搬送波で、この搬送波がコンバータＸ（２）
に加えられて、逆歪発生器のＩＦ信号を伝送周波数に変
換する。ＰＡ（３）は終段電力増幅器である。前述の補
正が正常化される基準はきわめて限界的なのが特徴であ
る。この課題は一般的に認められ、世界的に容認される
べく考慮されるまでには至っていない。
【０００５】使用されている最も共通の基準においては
、電力増幅器の出力で測定された相互変調成分を最小に
するものがある。第２図は関連する測定ベンチを示し、
このベンチの試験信号ＳＰの発生器ＧＳＰ（４）を示す
。試験信号ＳＰがＰＤ（１）に送られ、第１図に示すよ
うに直線化回路がＰＤ（１）、Ｘ（２）およびＰＡ（３
）によって形成される。スペクトルアナライザＡＳ（５
）では、相互変調歪の付加によって増幅された試験信号
ＳＰの特性が表示されている。
、電力増幅器の出力で測定された相互変調成分を最小に
するものがある。第２図は関連する測定ベンチを示し、
このベンチの試験信号ＳＰの発生器ＧＳＰ（４）を示す
。試験信号ＳＰがＰＤ（１）に送られ、第１図に示すよ
うに直線化回路がＰＤ（１）、Ｘ（２）およびＰＡ（３
）によって形成される。スペクトルアナライザＡＳ（５
）では、相互変調歪の付加によって増幅された試験信号
ＳＰの特性が表示されている。
【０００６】この方法を用いることによって、解決され
るべき問題は試験信号ＳＰを選択しこれをシステムの機
能を最適にするように用いることである。この信号はデ
ジタル信号の特性と同様の特性を有している必要がある
。すなわち、アナログバンド幅と平均出力とダイナミッ
ク増幅度の点で同じでなければならない。この最後のパ
ラメータは非常に重要であるが、これまで十分な注意が
払われてきていない。実際に、ＱＡＭ信号はＰｐ ／Ｐ
ｍ （Ｐｐ ＝最大出力；Ｐｍ ＝平均出力）を表わし
、変調レベル数とフィルタ方式とロールオフファクタと
に依存している。
るべき問題は試験信号ＳＰを選択しこれをシステムの機
能を最適にするように用いることである。この信号はデ
ジタル信号の特性と同様の特性を有している必要がある
。すなわち、アナログバンド幅と平均出力とダイナミッ
ク増幅度の点で同じでなければならない。この最後のパ
ラメータは非常に重要であるが、これまで十分な注意が
払われてきていない。実際に、ＱＡＭ信号はＰｐ ／Ｐ
ｍ （Ｐｐ ＝最大出力；Ｐｍ ＝平均出力）を表わし
、変調レベル数とフィルタ方式とロールオフファクタと
に依存している。
【０００７】黒点（第３図参照）のある状態から他の状
態に移るときに生じる過大伸張が伝送信号の幾何的軌跡
を表わしているために、得られた瞬時出力値は平均出力
値よりも相当大きくなる。
態に移るときに生じる過大伸張が伝送信号の幾何的軌跡
を表わしているために、得られた瞬時出力値は平均出力
値よりも相当大きくなる。
【０００８】例えば、
変調（ＱＡＭ）レベル数６４、
（余乗余弦）−２ファイル方式
ロールオフファクタ＝０．３５
とすると、比（Ｐｐ ／Ｐｍ ）ｄＢ ８ｄＢとなる
。
。
【０００９】電力増幅器（第４図参照）の入力と出力間
に典型的に存在する結合性を試験すると、最高Ｐｐ に
近い歪がより低い出力値に対応する歪とはとは異なる関
連した状態で発生する。換言すれば、出力信号のスペク
トルの読み、特に相互変調成分の振幅は同じ信号のダイ
ナミック振幅に依存している。従って、試験信号ＳＰは
ディジタル信号と同様にして分布された瞬時出力で電力
ＰＡ（３）の特性をカバーする必要がある。すなわち、
同じ比Ｐｐ ／Ｐｍ を有していなければならない。試
験信号ＳＰは現在まで使用されてきている。
に典型的に存在する結合性を試験すると、最高Ｐｐ に
近い歪がより低い出力値に対応する歪とはとは異なる関
連した状態で発生する。換言すれば、出力信号のスペク
トルの読み、特に相互変調成分の振幅は同じ信号のダイ
ナミック振幅に依存している。従って、試験信号ＳＰは
ディジタル信号と同様にして分布された瞬時出力で電力
ＰＡ（３）の特性をカバーする必要がある。すなわち、
同じ比Ｐｐ ／Ｐｍ を有していなければならない。試
験信号ＳＰは現在まで使用されてきている。
【００１０】
１）デイジタル信号
これは伝送されなければならない信号である。スペクト
ルアナライザＡＳ（５）を参照すると、相互変調ＰＡ（
３）による横方向ローブが現れている。従って、この種
の相互変調の補正はこのローブに関連する出力を最小に
することである。従って、結論として、増幅器ＰＡ（３
）は実際の作動状態で充電されること、所望の最小条件
（スペクトルアナライザの表示を観察する）を見つける
のは困難であること、動作は概して不満足なものあると
いうことになる。
ルアナライザＡＳ（５）を参照すると、相互変調ＰＡ（
３）による横方向ローブが現れている。従って、この種
の相互変調の補正はこのローブに関連する出力を最小に
することである。従って、結論として、増幅器ＰＡ（３
）は実際の作動状態で充電されること、所望の最小条件
（スペクトルアナライザの表示を観察する）を見つける
のは困難であること、動作は概して不満足なものあると
いうことになる。
【００１１】
２）ディジタル信号の平均値に等しい平均値を有するマ
ルチトーン信号この信号は異なる周波数における正弦波
信号を総計して得られ、かつ次の条件のときに発生する
。
ルチトーン信号この信号は異なる周波数における正弦波
信号を総計して得られ、かつ次の条件のときに発生する
。
【００１２】Ｐｐ ／Ｐｍ がトーン数Ｎに伴って大き
くなる。
くなる。
【００１３】振幅の分布が制御不能である（Ｎが増大し
たときに、瞬時振幅が最大値Ｐｐ に近似している間の
時間百分率が小さくなる）。
たときに、瞬時振幅が最大値Ｐｐ に近似している間の
時間百分率が小さくなる）。
【００１４】高いレベル数を有する変調機能が不満足で
ある。
ある。
【００１５】
２ａ）ディジタル信号の平均出力に等しい平均出力を有
する２トーンこれらのトーンは異なる周波数における二
つの正弦波信号（トーン）を総計して得られ、かつ、次
の条件のときに発生する。
する２トーンこれらのトーンは異なる周波数における二
つの正弦波信号（トーン）を総計して得られ、かつ、次
の条件のときに発生する。
【００１６】Ｐｐ ／Ｐｍ ＝３ｄＢ
機能が高いレベル数における変調がダメになる。
【００１７】
２ｂ）ディジタル信号の平均出力に等しい平均出力を有
する４トーン。
する４トーン。
【００１８】これらのトーンは異なる周波数における四
つの正弦波信号を総計して得られ、かつ、次の特性のと
きに発生する。
つの正弦波信号を総計して得られ、かつ、次の特性のと
きに発生する。
【００１９】Ｐｐ ／Ｐｍ ＝６ｄＢ
機能が１６ＱＡＭ変調で最高である。
【００２０】より高いレベル数での変調機能が不満足で
ある。
ある。
【００２１】
２ｃ）［（Ｐｐ ／Ｐｍ ）ｄＢ−６］ｄＢ（ここにＰ
ｐ は最大出力であり、Ｐｍ はディジタル信号の平均
出力）だけディジタル信号の平均出力とは異なる平均出
力を有する４トーン。
ｐ は最大出力であり、Ｐｍ はディジタル信号の平均
出力）だけディジタル信号の平均出力とは異なる平均出
力を有する４トーン。
【００２２】この信号は異なる周波数における四つのト
ーンの総計から得られ、かつ、次の条件のとき発生する
。
ーンの総計から得られ、かつ、次の条件のとき発生する
。
【００２３】高いレベル数での変調にとって優れた機能
を発揮する。
を発揮する。
【００２４】複雑な高い実行性を示す（全ての考えられ
る伝送システムは自動レベル制御で行なわれており、伝
送された信号の平均値が時間に対して一定に維持される
）。この種の試験信号を用いるのは、トランスミッタが
主動制御されるようになっており、相互変調成分を最小
にするように調整され、さらに再び自動制御操作される
ことが必要である。従って、この操作方法は複雑で工場
での使用は薦められない。
る伝送システムは自動レベル制御で行なわれており、伝
送された信号の平均値が時間に対して一定に維持される
）。この種の試験信号を用いるのは、トランスミッタが
主動制御されるようになっており、相互変調成分を最小
にするように調整され、さらに再び自動制御操作される
ことが必要である。従って、この操作方法は複雑で工場
での使用は薦められない。
【００２５】
【実施例】本発明による振幅変調マルチ信号の主な特性
。
。
【００２６】第５図は本発明の試験信号ＳＰＴの発生器
ＧＳＰＴ（６）のブロック図を示す。本発明によれば、
異なる周波数（ただし中間周波数域を含む）の四つの正
弦波発信器Ｔ１ （７）、Ｔ２ （８）、Ｔ３ （９）
、Ｔ４ （１０）を備えており、スイッチによって単独
に切換えられるようになっている。発生されたトーンは
加算器Ｓ（１１）で合成され、第６ａ図に示す方形波（
デューティサイクルとレベルが調節可能）ＯＱＭ（１３
）によってＭＡ（１２）で振幅変調され、方形波発生器
ＧＯＱＭ（１４）によって方形波が発生される。振幅変
調のために、信号ＳＰＴの出力電力は第６ｂ図に示すよ
うな時間特性となる。ここにＰｍ は伝送される平均出
力であり、Ｐ１ とＰ２ は各周期Ｔ１，Ｔ２ におけ
る状態１、２に関する平均出力であり、Ｔ＝Ｔ１ ＋Ｔ
２ が方形波ＯＱＭ（１３）の周期になる周期Ｔの選択
は、方形波１／Ｔの周波数が信号周波数ｆＩＦよりもず
っと弱くなるようになされ、これと同時に、トランスミ
ッタ内の自動レベル制御回路が状態に１，２を越える出
力変化を感知せず、単独の平均出力値Ｐｍ を感知する
のに十分な早さになされる。ＯＱＭ（１３）のレベルＶ
１ とＶ２ で作動されると、ｒ＝Ｐ２ ／Ｐ１ に調
節可能であり、他方、ＯＱＭ（１３）のディーティサイ
クルで作動させると、ｄ＝Ｔ１ ／Ｔに調節可能である
。従って、これらのパラメータを考慮して、次のように
書くことができる： 伝送される平均出力Ｐｍｅａｎ
＝（Ｐ１ Ｔ１ ＋Ｐ２ Ｔ２ ）／Ｔ
＝［ｄ＋ｒ（
１−ｄ）］Ｐ１ ＝（１／ｋ）Ｐ１
Ｋ＝１／［ｄ＋ｒ（
１−ｄ）］相互関係にないＮ個の正弦波トーンの和によ
って形成された信号について思い出すと、（Ｐｐｅａｋ
／Ｐｍｅａｎ）ｄＢ＝１０Ｌｏｇ Ｎ＝（Ｎ）ｄＢとな
り、Ｎ個の変調トーンの瞬時信号最大出力は、これまで
に数的に特定したようにＮ個のトーンの位相の（瞬時的
な）結合に関係して増大する出力を総計した状態１に関
する平均出力に等しいと仮定することができ、（Ｐｐｅ
ａｋ）ｄＢｍ ＝（Ｐ１ ）ｄＢｍ ＋（Ｎ）ｄＢとな
る。最終的に（Ｐｐｅａｋ／伝送されるＰｍｅａｎ）ｄ
Ｂ＝（Ｎ）ｄＢ＋（Ｋ）ｄＢが得られる。
ＧＳＰＴ（６）のブロック図を示す。本発明によれば、
異なる周波数（ただし中間周波数域を含む）の四つの正
弦波発信器Ｔ１ （７）、Ｔ２ （８）、Ｔ３ （９）
、Ｔ４ （１０）を備えており、スイッチによって単独
に切換えられるようになっている。発生されたトーンは
加算器Ｓ（１１）で合成され、第６ａ図に示す方形波（
デューティサイクルとレベルが調節可能）ＯＱＭ（１３
）によってＭＡ（１２）で振幅変調され、方形波発生器
ＧＯＱＭ（１４）によって方形波が発生される。振幅変
調のために、信号ＳＰＴの出力電力は第６ｂ図に示すよ
うな時間特性となる。ここにＰｍ は伝送される平均出
力であり、Ｐ１ とＰ２ は各周期Ｔ１，Ｔ２ におけ
る状態１、２に関する平均出力であり、Ｔ＝Ｔ１ ＋Ｔ
２ が方形波ＯＱＭ（１３）の周期になる周期Ｔの選択
は、方形波１／Ｔの周波数が信号周波数ｆＩＦよりもず
っと弱くなるようになされ、これと同時に、トランスミ
ッタ内の自動レベル制御回路が状態に１，２を越える出
力変化を感知せず、単独の平均出力値Ｐｍ を感知する
のに十分な早さになされる。ＯＱＭ（１３）のレベルＶ
１ とＶ２ で作動されると、ｒ＝Ｐ２ ／Ｐ１ に調
節可能であり、他方、ＯＱＭ（１３）のディーティサイ
クルで作動させると、ｄ＝Ｔ１ ／Ｔに調節可能である
。従って、これらのパラメータを考慮して、次のように
書くことができる： 伝送される平均出力Ｐｍｅａｎ
＝（Ｐ１ Ｔ１ ＋Ｐ２ Ｔ２ ）／Ｔ
＝［ｄ＋ｒ（
１−ｄ）］Ｐ１ ＝（１／ｋ）Ｐ１
Ｋ＝１／［ｄ＋ｒ（
１−ｄ）］相互関係にないＮ個の正弦波トーンの和によ
って形成された信号について思い出すと、（Ｐｐｅａｋ
／Ｐｍｅａｎ）ｄＢ＝１０Ｌｏｇ Ｎ＝（Ｎ）ｄＢとな
り、Ｎ個の変調トーンの瞬時信号最大出力は、これまで
に数的に特定したようにＮ個のトーンの位相の（瞬時的
な）結合に関係して増大する出力を総計した状態１に関
する平均出力に等しいと仮定することができ、（Ｐｐｅ
ａｋ）ｄＢｍ ＝（Ｐ１ ）ｄＢｍ ＋（Ｎ）ｄＢとな
る。最終的に（Ｐｐｅａｋ／伝送されるＰｍｅａｎ）ｄ
Ｂ＝（Ｎ）ｄＢ＋（Ｋ）ｄＢが得られる。
【００２７】説明したようなシステムを用いて、伝送さ
れる平均出力を一定に維持すると、瞬時振幅出力がＮ，
ｒ，ｄの値を単に選ぶだけで制御できると結論できる。
れる平均出力を一定に維持すると、瞬時振幅出力がＮ，
ｒ，ｄの値を単に選ぶだけで制御できると結論できる。
【００２８】本発明を用いると、発生器ＧＳＰＴ（６）
の構造のため、Ｎは１、２、３あるいは４に等しいもの
を選ぶことができる。Ｎ＝４（高レベル数、例えば６４
、２５６ＱＡＭにおける変調において）の場合、（Ｐｐ
ｅａｋ／伝送されるＰｍｅａｎ）ｄＢｍ ＝６ｄＢ＋（
Ｋ）ｄＢとなる。
の構造のため、Ｎは１、２、３あるいは４に等しいもの
を選ぶことができる。Ｎ＝４（高レベル数、例えば６４
、２５６ＱＡＭにおける変調において）の場合、（Ｐｐ
ｅａｋ／伝送されるＰｍｅａｎ）ｄＢｍ ＝６ｄＢ＋（
Ｋ）ｄＢとなる。
【００２９】本発明のシステムは第７図に示すように概
略示できる。ＳＰＴは上述した試験信号で、ＧＳＰＴ（
６）は対応する発生器である。伝送ディジタル信号の特
性（レベル数、フィルタ形式、ロールオフファクタおよ
びＰｐ ／Ｐｍ ）を知ることによって、ｒとｄの値を
設定でき、これによって、この試験信号ＳＰＴがディジ
タル信号と非常に近接した方法でシミュレートし、同じ
Ｐｐ ／Ｐｍ になる。
略示できる。ＳＰＴは上述した試験信号で、ＧＳＰＴ（
６）は対応する発生器である。伝送ディジタル信号の特
性（レベル数、フィルタ形式、ロールオフファクタおよ
びＰｐ ／Ｐｍ ）を知ることによって、ｒとｄの値を
設定でき、これによって、この試験信号ＳＰＴがディジ
タル信号と非常に近接した方法でシミュレートし、同じ
Ｐｐ ／Ｐｍ になる。
【００３０】試験信号ＳＰＴがトランスミッタに送られ
、トランスミッタが逆歪発生器の調節（信号）Ｒ１ と
Ｒ２ へ作用するように活用されるＰＡ（３）の出力に
おいて相互変調成分の出力が最小にされる。この条件は
、対応するスペクトル成分の最小振幅によってスペクト
ルアナライザＡＳ（５）上に表わされる。最後に、本発
明の主な特性と利点について要約すると次のようになる
。
、トランスミッタが逆歪発生器の調節（信号）Ｒ１ と
Ｒ２ へ作用するように活用されるＰＡ（３）の出力に
おいて相互変調成分の出力が最小にされる。この条件は
、対応するスペクトル成分の最小振幅によってスペクト
ルアナライザＡＳ（５）上に表わされる。最後に、本発
明の主な特性と利点について要約すると次のようになる
。
【００３１】試験信号ＳＰＴは、最後の信号の特性を適
用できるので、ディジタル信号の瞬時特性と同様にシュ
ミレートする。
用できるので、ディジタル信号の瞬時特性と同様にシュ
ミレートする。
【００３２】試験信号ＳＰＴは非常に簡単な方法で発生
される。
される。
【００３３】試験信号ＳＰＴはディジタル信号の出力に
等しい平均出力を有している。トランスミッタに沿って
分布された自動レベル制御システムが短時出力変化（第
６ｂ図のＰ１ とＰ２ を参照する）で伝送されるので
、トランスミッタのアライメントは自動レベル制御モー
ドで行うことができる。前述の点で特定した理由により
、本発明の装置は非常に簡単で高速であり、トランスミ
ッタの介在を要せずに、ディジタル信号の出力よりも大
きい平均出力でマルチトーン信号を用いた場合に発生で
きる。
等しい平均出力を有している。トランスミッタに沿って
分布された自動レベル制御システムが短時出力変化（第
６ｂ図のＰ１ とＰ２ を参照する）で伝送されるので
、トランスミッタのアライメントは自動レベル制御モー
ドで行うことができる。前述の点で特定した理由により
、本発明の装置は非常に簡単で高速であり、トランスミ
ッタの介在を要せずに、ディジタル信号の出力よりも大
きい平均出力でマルチトーン信号を用いた場合に発生で
きる。
【００３４】求めている適当な条件が非常に簡単にスペ
クトルの読みから見つけられる。
クトルの読みから見つけられる。
【００３５】本発明の装置に必要とする測定ベンチは外
部からのトランスミッタと、単独の発生器ＧＳＰＴとス
ペクトルマルチアナライザを用いるだけでよい。
部からのトランスミッタと、単独の発生器ＧＳＰＴとス
ペクトルマルチアナライザを用いるだけでよい。
【００３６】このタイプのアライメントを実行するシス
テムは特に高い変調レベル数に有利である。
テムは特に高い変調レベル数に有利である。
【図１】トランスミッタの原理図。
【図２】広範囲に使用されている方法によるトランスミ
ッタ構成のための測定ベンチを示す図。
ッタ構成のための測定ベンチを示す図。
【図３】変調１６ＱＡＭでシステムに伝送された信号を
符号で示した図。円弧Ａ−Ｂは信号のＡからＢへび伝送
を示す可能な軌跡を示す。
符号で示した図。円弧Ａ−Ｂは信号のＡからＢへび伝送
を示す可能な軌跡を示す。
【図４】電力増幅器における出力電力対入力電力特性を
示す図。
示す図。
【図５】本発明による試験信号の発生器ＧＳＰＴ（６）
のブロック図。
のブロック図。
【図６】時間に対する変調方式波ＯＱＭ（ａ）と対応す
る信号出力ＳＰＴ（ｂ）の特性を示す図。
る信号出力ＳＰＴ（ｂ）の特性を示す図。
【図７】本発明によるトランスミッタを構成する測定ベ
ンチを示す図。
ンチを示す図。
Claims (3)
- 【請求項１】 マルチレベル直角振幅変調ディジタル
信号が搬送波に送られる高容量ディジタルラジオ回路に
トランスミッタを構成するシステムにおいて、このシス
テムの構成が、外部でトランスミッタに対して発生され
電力増幅器の非直線性の影響下で展開する奇数位の相互
変調成分を補正するための複数の正弦波信号（トーン）
によって実行されるものであって、四つの正弦波トーン
が方形波（調節可能なデュ・ティサイクル「反復」とレ
ベルを有する）によって振幅変調され、これによって、
使用されたディジタル信号の平均出力に等しい平均出力
を有することを特徴とする。 - 【請求項２】 シミュレートされなければならないデ
ィジタル信号の最大出力対平均出力比と等しい比を有す
るように方形波レベルと対応する接続時間が調節される
請求項１記載のシステム。 - 【請求項３】 試験信号発生器と前置補償器とコンバ
ータと電力増幅器とスペクトルアナライザとを有し、前
記試験信号発振器が四つの正弦波発振器（Ｔ１〜Ｔ４
）と加算器Ｓ（１１）と振幅変調器ＭＡ（１２）振幅と
持続時間を調節可能な方形波発生器ＧＯＱＭ（１４）と
を備えていること特徴とする請求項１または２に記載の
システムを実行する装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT02277189A IT1236905B (it) | 1989-12-21 | 1989-12-21 | Sistema per la messa a punto dei trasmettitori nei ponti radio digitali a grande capacita' |
| IT22771A/89 | 1989-12-21 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04211549A true JPH04211549A (ja) | 1992-08-03 |
| JP3089668B2 JP3089668B2 (ja) | 2000-09-18 |
Family
ID=11200287
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02412652A Expired - Fee Related JP3089668B2 (ja) | 1989-12-21 | 1990-12-21 | 高容量ディジタルラジオ波伝送用のトランスミッタを初期化する方法及びその装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5204881A (ja) |
| EP (1) | EP0433863B1 (ja) |
| JP (1) | JP3089668B2 (ja) |
| DE (1) | DE69028835T2 (ja) |
| IT (1) | IT1236905B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008124965A (ja) * | 2006-11-15 | 2008-05-29 | Renesas Technology Corp | 通信用半導体集積回路およびそれを用いた無線通信端末装置 |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5768693A (en) * | 1995-02-28 | 1998-06-16 | Telecommunications Equipment Corporation | Method and apparatus for controlling frequency of a multi-channel transmitter |
| CZ288335B6 (en) * | 1995-06-28 | 2001-05-16 | Deutsche Telekom Ag | Modulation method and arrangement of circuits for transmission of data signals |
| US5696794A (en) * | 1996-04-04 | 1997-12-09 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for conditioning digitally modulated signals using channel symbol adjustment |
| JPH1022844A (ja) * | 1996-07-05 | 1998-01-23 | Fujitsu Ltd | 送信機の非線形歪み検出回路および非線形歪み補償回路 |
| FI106413B (fi) * | 1996-07-11 | 2001-01-31 | Nokia Mobile Phones Ltd | Lineaarisen tehovahvistimen tehonsäätöpiiri |
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| FI990680L (fi) | 1999-03-26 | 2000-09-27 | Nokia Networks Oy | I/Q-modulaattorin epälineaarisuuden korjaus |
| US6614854B1 (en) | 1999-05-28 | 2003-09-02 | Carriercomm, Inc. | System and method for adaptive predistortion |
| WO2000074232A1 (en) * | 1999-05-28 | 2000-12-07 | Fujitsu Limited | Predistortion type distortion compensation amplifier |
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| US6816008B2 (en) * | 2002-12-31 | 2004-11-09 | Alion Science And Technology Corporation | Quasi-linear multi-state digital modulation through non-linear amplifier arrays |
| US8200171B1 (en) * | 2007-05-30 | 2012-06-12 | Qualcomm Atheros, Inc. | Square wave testing of two-point polar amplifiers |
| US20090068957A1 (en) * | 2007-09-07 | 2009-03-12 | Koo Ji-Hun | Rfid reader compensating leakage signal and compensating method thereof |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4291277A (en) * | 1979-05-16 | 1981-09-22 | Harris Corporation | Adaptive predistortion technique for linearizing a power amplifier for digital data systems |
| US4462001A (en) * | 1982-02-22 | 1984-07-24 | Canadian Patents & Development Limited | Baseband linearizer for wideband, high power, nonlinear amplifiers |
| DE3417776A1 (de) * | 1983-06-01 | 1985-11-21 | Manfred Dipl.-Ing. 7000 Stuttgart Horn | Verfahren und schaltungsanordnungen zur kompensation von nichtlinearen amplituden- und/oder phasenverzerrungen |
| US4811422A (en) * | 1986-12-22 | 1989-03-07 | Kahn Leonard R | Reduction of undesired harmonic components |
| GB2204202B (en) * | 1987-04-28 | 1991-11-27 | Racal Communications Equip | Radio transmitters |
| SE459774B (sv) * | 1987-11-27 | 1989-07-31 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning foer kompensering av fel upptraednnde i e n kvadraturmodulator |
| US4972440A (en) * | 1988-09-23 | 1990-11-20 | Hughes Aircraft Company | Transmitter circuit for efficiently transmitting communication traffic via phase modulated carrier signals |
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1989
- 1989-12-21 IT IT02277189A patent/IT1236905B/it active IP Right Grant
-
1990
- 1990-12-12 DE DE69028835T patent/DE69028835T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-12-12 EP EP90123948A patent/EP0433863B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-12-19 US US07/630,032 patent/US5204881A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-12-21 JP JP02412652A patent/JP3089668B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0433863A3 (en) | 1992-12-09 |
| DE69028835T2 (de) | 1997-04-30 |
| EP0433863A2 (en) | 1991-06-26 |
| US5204881A (en) | 1993-04-20 |
| IT8922771A1 (it) | 1991-06-21 |
| DE69028835D1 (de) | 1996-11-14 |
| IT8922771A0 (it) | 1989-12-21 |
| EP0433863B1 (en) | 1996-10-09 |
| JP3089668B2 (ja) | 2000-09-18 |
| IT1236905B (it) | 1993-04-26 |
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