JPH04217863A - 電流共振コンバータ - Google Patents
電流共振コンバータInfo
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- JPH04217863A JPH04217863A JP3009791A JP979191A JPH04217863A JP H04217863 A JPH04217863 A JP H04217863A JP 3009791 A JP3009791 A JP 3009791A JP 979191 A JP979191 A JP 979191A JP H04217863 A JPH04217863 A JP H04217863A
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- Japan
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- current
- transformer
- resonant converter
- resonant
- circuit
- Prior art date
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【０００２】
【産業上の利用分野】この発明は、直流電源電圧から電
圧の異なる直流電圧を得るフライバック電流共振コンバ
ータ等の電流共振コンバ―タに関する。
圧の異なる直流電圧を得るフライバック電流共振コンバ
ータ等の電流共振コンバ―タに関する。
【０００３】
【従来の技術】近年、各種電子機器の電源装置としてフ
ライバック電流共振コンバータが広く用いられている。
ライバック電流共振コンバータが広く用いられている。
【０００４】このような電流共振コンバ―タでは、スイ
ッチング素子の保護および効率の観点から、スイッチン
グ素子のタ―ンオン／タ―ンオフを直列共振回路に流れ
る電流がゼロの時に行うこと（以下、これを「ゼロ電流
スイッチング」と称する。）が重要とされている。
ッチング素子の保護および効率の観点から、スイッチン
グ素子のタ―ンオン／タ―ンオフを直列共振回路に流れ
る電流がゼロの時に行うこと（以下、これを「ゼロ電流
スイッチング」と称する。）が重要とされている。
【０００５】しかしながら、これまで電流共振コンバ―
タでは、仮に負荷電流の変化範囲と入力電圧の変化範囲
が分ったとしても、これらの値から、電流共振コンバー
タの回路定数等をどのように設定すればよいか解明され
ていないため、常に最適なタイミングでゼロ電流スイッ
チングが実現されるとは限らなかった。
タでは、仮に負荷電流の変化範囲と入力電圧の変化範囲
が分ったとしても、これらの値から、電流共振コンバー
タの回路定数等をどのように設定すればよいか解明され
ていないため、常に最適なタイミングでゼロ電流スイッ
チングが実現されるとは限らなかった。
【０００６】このため、必要以上に大きな電流定格のス
イッチング素子等の部品を用いる必要が生じ、サイズが
大きくなって、コストも高くなるという問題が生じてい
た。また、入力電圧や負荷電流の全ての変動範囲に渡っ
て出力電圧を安定に保つように周波数変調制御を行うと
、スイッチング素子を流れる電流の正弦波成分が極端に
小さくなり、最終的にゼロ電流スイッチングによるター
ンオフが不可能になる恐れがあった。
イッチング素子等の部品を用いる必要が生じ、サイズが
大きくなって、コストも高くなるという問題が生じてい
た。また、入力電圧や負荷電流の全ての変動範囲に渡っ
て出力電圧を安定に保つように周波数変調制御を行うと
、スイッチング素子を流れる電流の正弦波成分が極端に
小さくなり、最終的にゼロ電流スイッチングによるター
ンオフが不可能になる恐れがあった。
【０００７】特に軽負荷の場合、正常なゼロ電流スイッ
チングを維持するには、無負荷のときでも共振回路の見
かけの負荷が所定の値以上になるように、ダミー負荷を
設けておく必要があり、このことが経済性を大きく損う
原因となっていた。
チングを維持するには、無負荷のときでも共振回路の見
かけの負荷が所定の値以上になるように、ダミー負荷を
設けておく必要があり、このことが経済性を大きく損う
原因となっていた。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来の電
流共振コンバ―タでは、負荷電流の変化範囲と入力電圧
の変化範囲からも、最適なスイッチング素子の動作点を
判明することができないことから、安定なゼロ電流スイ
ッチングの実現が困難であった。また、必要以上に電流
定格の大きい部品を使用したりダミ―負荷等を設ける必
要もあった。
流共振コンバ―タでは、負荷電流の変化範囲と入力電圧
の変化範囲からも、最適なスイッチング素子の動作点を
判明することができないことから、安定なゼロ電流スイ
ッチングの実現が困難であった。また、必要以上に電流
定格の大きい部品を使用したりダミ―負荷等を設ける必
要もあった。
【０００９】本発明はこのような課題を解決するための
もので、入力電圧と負荷電流の許容変化範囲を広げて、
ゼロ電流スイッチングの安定性を高めることができ、し
かもスイッチング素子等の回路部品を流れる電流のピー
ク値を押えて、回路部品の電流定格を低く押え、コスト
ダウン、小形化を図ることのできる電流共振コンバ―タ
の提供を目的としている。
もので、入力電圧と負荷電流の許容変化範囲を広げて、
ゼロ電流スイッチングの安定性を高めることができ、し
かもスイッチング素子等の回路部品を流れる電流のピー
ク値を押えて、回路部品の電流定格を低く押え、コスト
ダウン、小形化を図ることのできる電流共振コンバ―タ
の提供を目的としている。
【００１０】
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の電流共振コンバ
―タは、上記した目的を達成するために、１次巻線と２
次巻線とを有する電圧変換用のトランスと、前記トラン
スの１次側に設けられ、直流電源から前記トランスに供
給される電流のオン／オフを行うスイッチング回路と、
前記トランスに隣接して設けられる共振回路と、前記ト
ランスの２次側に設けられ、出力を負荷に供給する整流
平滑回路と、前記スイッチング回路のスイッチング周波
数を制御する制御回路とを具備し、前記１次巻線に直流
電流成分を流さない第１のモードと、前記１次巻線に直
流電流成分を流す第２のモードの２つのモードで運転す
る。
―タは、上記した目的を達成するために、１次巻線と２
次巻線とを有する電圧変換用のトランスと、前記トラン
スの１次側に設けられ、直流電源から前記トランスに供
給される電流のオン／オフを行うスイッチング回路と、
前記トランスに隣接して設けられる共振回路と、前記ト
ランスの２次側に設けられ、出力を負荷に供給する整流
平滑回路と、前記スイッチング回路のスイッチング周波
数を制御する制御回路とを具備し、前記１次巻線に直流
電流成分を流さない第１のモードと、前記１次巻線に直
流電流成分を流す第２のモードの２つのモードで運転す
る。
【００１２】
【作用】本発明の電流共振コンバ―タでは、スイッチン
グ回路がトランスの一次巻線に直流成分が流れないよう
なタイミングでタ―ンオンされる第１の動作モ―ドと、
該一次巻線に直流成分が流れるようなタイミングでタ―
ンオンされる第２の動作モ―ドに渡って運転されるので
、入力電圧と負荷電流の許容変化範囲を広げ、この結果
、ゼロ電流スイッチングの安定化およびスイッチング素
子等の回路素子を流れる電流ピーク値を低減させ、コス
トダウン、小形化を図ることが可能となる。
グ回路がトランスの一次巻線に直流成分が流れないよう
なタイミングでタ―ンオンされる第１の動作モ―ドと、
該一次巻線に直流成分が流れるようなタイミングでタ―
ンオンされる第２の動作モ―ドに渡って運転されるので
、入力電圧と負荷電流の許容変化範囲を広げ、この結果
、ゼロ電流スイッチングの安定化およびスイッチング素
子等の回路素子を流れる電流ピーク値を低減させ、コス
トダウン、小形化を図ることが可能となる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明に係る実施例を図面を用いて説
明する。
明する。
【００１４】図１は本発明に係る一実施例のフライバッ
ク電流共振コンバータの構成を示す回路図である。
ク電流共振コンバータの構成を示す回路図である。
【００１５】図１において、直列共振回路は直流電源Ｖ
ｉ 、共振用インダクタＬｋ 、共振用コンデンサＣを
それぞれ直列に接続して構成される。スイッチング素子
Ｑはこの直列共振回路に直列に接続される。トランスＴ
（巻線比ｎ：１等）は共振用コンデンサＣに並列に接続
された一次巻線Ｎｐ を有し、スイッチング素子Ｑのタ
―ンオフ時、共振用コンデンサＣと一次巻線Ｎｐ との
間で電荷が振動することにより発生した交流電圧を取出
す。整流平滑回路はトランスＴの二次巻線Ｎｓ に直列
に接続された二次ダイオードＤおよび平滑用コンデンサ
ＣＦ からなる。制御回路ＦＭはスイッチング素子Ｑの
スイッチング周波数を変化させることにより、負荷ＲＬ
へのエネルギ供給量を増減して出力電圧Ｖｏ を基準
電圧に合せるよう制御を行う。
ｉ 、共振用インダクタＬｋ 、共振用コンデンサＣを
それぞれ直列に接続して構成される。スイッチング素子
Ｑはこの直列共振回路に直列に接続される。トランスＴ
（巻線比ｎ：１等）は共振用コンデンサＣに並列に接続
された一次巻線Ｎｐ を有し、スイッチング素子Ｑのタ
―ンオフ時、共振用コンデンサＣと一次巻線Ｎｐ との
間で電荷が振動することにより発生した交流電圧を取出
す。整流平滑回路はトランスＴの二次巻線Ｎｓ に直列
に接続された二次ダイオードＤおよび平滑用コンデンサ
ＣＦ からなる。制御回路ＦＭはスイッチング素子Ｑの
スイッチング周波数を変化させることにより、負荷ＲＬ
へのエネルギ供給量を増減して出力電圧Ｖｏ を基準
電圧に合せるよう制御を行う。
【００１６】図２はスイッチング素子の構成を示す回路
図であり、同図に示されるように、スイッチング素子Ｑ
はトランジスタＴｒ 、ダイオ―ドＤＲ１、ＤＲ２によ
り構成されている。ダイオ―ドＤＲ１、ＤＲ２は、スイ
ッチング素子Ｑに直列共振回路の順方向のみに電流を流
すものである。
図であり、同図に示されるように、スイッチング素子Ｑ
はトランジスタＴｒ 、ダイオ―ドＤＲ１、ＤＲ２によ
り構成されている。ダイオ―ドＤＲ１、ＤＲ２は、スイ
ッチング素子Ｑに直列共振回路の順方向のみに電流を流
すものである。
【００１７】次に以上の構成からなる電流共振コンバー
タの動作について説明する。
タの動作について説明する。
【００１８】図３は図１の電流共振コンバータの状態遷
移を示す図である。図４はモード１における各部の信号
の波形図であり、図５はモード２における各部の信号の
波形図である。図４、図５において、ｉｃ はコンデン
サＣを流れる電流、ｖｃ はコンデサＣの電圧、ｉｍ
は励磁インダクタンスＬｍを流れる電流、ｉ１ は共振
用インダクタＬｋを流れる電流を表わす。
移を示す図である。図４はモード１における各部の信号
の波形図であり、図５はモード２における各部の信号の
波形図である。図４、図５において、ｉｃ はコンデン
サＣを流れる電流、ｖｃ はコンデサＣの電圧、ｉｍ
は励磁インダクタンスＬｍを流れる電流、ｉ１ は共振
用インダクタＬｋを流れる電流を表わす。
【００１９】図３において、状態１と状態５においては
、スイッチング素子Ｑがオンとなっている。状態３と状
態５においてはダイオ−ドＤがオンしている。状態２と
状態４においては、トランスＴの励磁インダクタＬｍ
と共振用コンデンサＣとの間で振動が生ずる。
、スイッチング素子Ｑがオンとなっている。状態３と状
態５においてはダイオ−ドＤがオンしている。状態２と
状態４においては、トランスＴの励磁インダクタＬｍ
と共振用コンデンサＣとの間で振動が生ずる。
【００２０】さてこの電流共振コンバータは、２種類の
動作モ―ドに渡って運転される。２種類の動作モ―ドと
は、図１において、状態が１→２→３→４→１のように
移行するモ―ド１と、状態が１→２→３→５→１のよう
に移行するモ―ド２である。まずモ―ド１の動作を説明
する。図４に示すように、状態１において、スイッチン
グ素子Ｑをオンにすると、共振用インダクタＬｋ を流
れる共振電流ｉ１ は正弦波状に振動し、これにより共
振用コンデンサＣに電荷が蓄積される。
動作モ―ドに渡って運転される。２種類の動作モ―ドと
は、図１において、状態が１→２→３→４→１のように
移行するモ―ド１と、状態が１→２→３→５→１のよう
に移行するモ―ド２である。まずモ―ド１の動作を説明
する。図４に示すように、状態１において、スイッチン
グ素子Ｑをオンにすると、共振用インダクタＬｋ を流
れる共振電流ｉ１ は正弦波状に振動し、これにより共
振用コンデンサＣに電荷が蓄積される。
【００２１】ここで、正の半波は、ダイオードＤＲ１を
通じてスイッチング素子Ｑを流れ、負の半波はスイッチ
ング素子Ｑに並列に設けたダイオードＤＲ２を流れる。 この負の半波が流れている最中に、スイッチング素子Ｑ
を駆動するドライブ信号をターンオフする。したがって
、スイッチング素子Ｑは電流がゼロの状態でターンオフ
することになる。この動作がゼロ電流スイッチング（Ｚ
ＣＳ）である。
通じてスイッチング素子Ｑを流れ、負の半波はスイッチ
ング素子Ｑに並列に設けたダイオードＤＲ２を流れる。 この負の半波が流れている最中に、スイッチング素子Ｑ
を駆動するドライブ信号をターンオフする。したがって
、スイッチング素子Ｑは電流がゼロの状態でターンオフ
することになる。この動作がゼロ電流スイッチング（Ｚ
ＣＳ）である。
【００２２】状態２において、スイッチング素子Ｑがタ
―ンオフすると、共振用コンデンサＣに蓄積された電荷
が励磁インダクタＬｍ との間で振動する。この結果、
トランスＴを介し励磁インダクタＬｍ に蓄積されたエ
ネルギが、状態３において、二次ダイオ―ドＤを通じて
負荷側に放出される。
―ンオフすると、共振用コンデンサＣに蓄積された電荷
が励磁インダクタＬｍ との間で振動する。この結果、
トランスＴを介し励磁インダクタＬｍ に蓄積されたエ
ネルギが、状態３において、二次ダイオ―ドＤを通じて
負荷側に放出される。
【００２３】そして、励磁インダクタＬｍ に蓄積され
たエネルギが全て負荷側に放出されると（ｉｍ ＝０と
なる時）、状態４に移る。状態４では、共振用コンデン
サＣに残った電荷が再び励磁インダクタＬｍ との間で
振動し、共振用コンデンサＣに電荷が蓄積される。
たエネルギが全て負荷側に放出されると（ｉｍ ＝０と
なる時）、状態４に移る。状態４では、共振用コンデン
サＣに残った電荷が再び励磁インダクタＬｍ との間で
振動し、共振用コンデンサＣに電荷が蓄積される。
【００２４】この後、再び状態１に戻り、スイッチング
素子Ｑをタ―ンオンして、共振用コンデンサＣに共振電
荷を蓄積する。
素子Ｑをタ―ンオンして、共振用コンデンサＣに共振電
荷を蓄積する。
【００２５】以後、上述したのと同様に状態１、状態２
、状態３、状態４、状態１、状態２、状態３…が繰り返
される。
、状態３、状態４、状態１、状態２、状態３…が繰り返
される。
【００２６】次に、モ―ド２の動作を説明する。図５に
示すように状態１および状態２においてモ―ド１と同様
の動作を行った後、状態３に移る。状態３において、励
磁インダクタＬｍ に蓄積されたエネルギを負荷側に放
出し終わらないうちに（ｉｍ ＝０となる前に）、スイ
ッチング素子Ｑがタ―ンオンされ、状態５に移る。
示すように状態１および状態２においてモ―ド１と同様
の動作を行った後、状態３に移る。状態３において、励
磁インダクタＬｍ に蓄積されたエネルギを負荷側に放
出し終わらないうちに（ｉｍ ＝０となる前に）、スイ
ッチング素子Ｑがタ―ンオンされ、状態５に移る。
【００２７】そして再び、状態１に移り、以後前述した
のと同様に状態２、状態３、状態４、状態５、状態１…
を繰り返す。
のと同様に状態２、状態３、状態４、状態５、状態１…
を繰り返す。
【００２８】ここで各状態の継続時間を状態の番号に合
せてＴ１ 、Ｔ２、Ｔ３ 、Ｔ４ 、Ｔ５ とすると、
制御回路は、モード１では、状態４において、出力電圧
Ｖ０ を一定に保つようＴ４ 期間を制御することによ
ってスイッチング周期Ｔ（＝Ｔ１ ＋Ｔ２ ＋Ｔ３ ＋
Ｔ４ ）を決定し、モード２では、状態３の継続期間Ｔ
３ を加減することによって、スイッチング周期Ｔ（＝
Ｔ１ ＋Ｔ２ ＋Ｔ３ ＋Ｔ５ ）を決定する。
せてＴ１ 、Ｔ２、Ｔ３ 、Ｔ４ 、Ｔ５ とすると、
制御回路は、モード１では、状態４において、出力電圧
Ｖ０ を一定に保つようＴ４ 期間を制御することによ
ってスイッチング周期Ｔ（＝Ｔ１ ＋Ｔ２ ＋Ｔ３ ＋
Ｔ４ ）を決定し、モード２では、状態３の継続期間Ｔ
３ を加減することによって、スイッチング周期Ｔ（＝
Ｔ１ ＋Ｔ２ ＋Ｔ３ ＋Ｔ５ ）を決定する。
【００２９】モ―ド１とモ―ド２との境界における動作
点では、状態３の終了時に励磁インダクタＬｍ を流れ
る電流ｉｍ がゼロになるので、境界点の、モード１側
では、Ｔ４ ＝０、Ｔ＝Ｔ１ ＋Ｔ２ ＋Ｔ３ モ―ド
２側では、Ｔ５ ＝０、Ｔ＝Ｔ１ ＋Ｔ２ ＋Ｔ３ と
なる。これにより各モード１、２の接続がなされる。
点では、状態３の終了時に励磁インダクタＬｍ を流れ
る電流ｉｍ がゼロになるので、境界点の、モード１側
では、Ｔ４ ＝０、Ｔ＝Ｔ１ ＋Ｔ２ ＋Ｔ３ モ―ド
２側では、Ｔ５ ＝０、Ｔ＝Ｔ１ ＋Ｔ２ ＋Ｔ３ と
なる。これにより各モード１、２の接続がなされる。
【００３０】すなわち、スイッチング周期Ｔを徐々に短
くして行くと（スイッチング周波数（＝１／Ｔ）を高く
して行くことに相当する）、モ−ド１を複数回繰り返し
、Ｔ４ 期間が徐々に短くなって行き、ゼロに至ったと
ころでモード２に移行する。この後、モ−ド２を複数回
繰り返し、Ｔ３ 期間が徐々に短くなって行き、励磁イ
ンダクタＬｍ を流れる電流ｉｍ の状態３での最終値
が増加していく。
くして行くと（スイッチング周波数（＝１／Ｔ）を高く
して行くことに相当する）、モ−ド１を複数回繰り返し
、Ｔ４ 期間が徐々に短くなって行き、ゼロに至ったと
ころでモード２に移行する。この後、モ−ド２を複数回
繰り返し、Ｔ３ 期間が徐々に短くなって行き、励磁イ
ンダクタＬｍ を流れる電流ｉｍ の状態３での最終値
が増加していく。
【００３１】モ―ド２では、状態３で励磁インダクタＬ
ｍ の電流ｉｍ がゼロにならないうちに状態５に移行
するので、励磁インダクタＬｍ には直流成分が流れ、
トランスＴのコアは直流励磁を受けることになる。この
ため、トランスＴのコアに空隙（エアギャップ）を設け
ることにより、コアの磁気飽和を防止している。 さ
て、この電流共振コンバ―タでは、２つの動作モ―ドに
渡って運転することにより、入出力電圧比ならびに負荷
電流変化の許容範囲の拡大を図っている。
ｍ の電流ｉｍ がゼロにならないうちに状態５に移行
するので、励磁インダクタＬｍ には直流成分が流れ、
トランスＴのコアは直流励磁を受けることになる。この
ため、トランスＴのコアに空隙（エアギャップ）を設け
ることにより、コアの磁気飽和を防止している。 さ
て、この電流共振コンバ―タでは、２つの動作モ―ドに
渡って運転することにより、入出力電圧比ならびに負荷
電流変化の許容範囲の拡大を図っている。
【００３２】以下その方法について詳細に説明する。図
６はスイッチング周波数ｆＳＷと出力電流（負荷電流）
ＩＯＡＶ との関係、図７は出力電圧を一定に保ったと
きの出力電流ＩＯＡＶ と入出力電圧比Ｍの関係を示し
ている。なお、ここでは、Ｚ０ （共振インピ―ダンス
）＝（Ｌｋ ／Ｃ）１／２ 、α＝Ｌｋ ／Ｌｍ 、Ｉ
ｂａｓｅ （基準電流）＝Ｖ０ ／Ｚ０ 、Ｍ＝Ｖｉ
／Ｖ０ によって諸量を基準化している。したがって、
出力電流ＩＯＡＶ ＝ＩＯ ／Ｉｂａｓｅ である。
６はスイッチング周波数ｆＳＷと出力電流（負荷電流）
ＩＯＡＶ との関係、図７は出力電圧を一定に保ったと
きの出力電流ＩＯＡＶ と入出力電圧比Ｍの関係を示し
ている。なお、ここでは、Ｚ０ （共振インピ―ダンス
）＝（Ｌｋ ／Ｃ）１／２ 、α＝Ｌｋ ／Ｌｍ 、Ｉ
ｂａｓｅ （基準電流）＝Ｖ０ ／Ｚ０ 、Ｍ＝Ｖｉ
／Ｖ０ によって諸量を基準化している。したがって、
出力電流ＩＯＡＶ ＝ＩＯ ／Ｉｂａｓｅ である。
【００３３】図７において、曲線１は、ゼロ電流スイッ
チングによるターンオフが不能になる領域とモ―ド１と
の間の境界線、曲線２は、モード１とモ―ド２の境界線
、曲線３はゼロ電流スイッチングによるターンオフが不
能になる領域とモ―ド２との間の境界線をそれぞれ示し
ている。
チングによるターンオフが不能になる領域とモ―ド１と
の間の境界線、曲線２は、モード１とモ―ド２の境界線
、曲線３はゼロ電流スイッチングによるターンオフが不
能になる領域とモ―ド２との間の境界線をそれぞれ示し
ている。
【００３４】この図から分るように、モード１とモード
２に跨って運転すると、入出力電圧比Ｍおよび出力電流
ＩＯＡＶ の変化の許容範囲は、いずれか一方のモード
だけで運転する場合に比べて広くなる。
２に跨って運転すると、入出力電圧比Ｍおよび出力電流
ＩＯＡＶ の変化の許容範囲は、いずれか一方のモード
だけで運転する場合に比べて広くなる。
【００３５】因みに、曲線１上のＡ点では、図８に示す
ように、スイッチング素子Ｑを流れる電流ｉＡ１がゼロ
から上昇し、振動して再び極小点Ａ１ で時間軸に丁度
接するようにしてゼロになる。このＡ点より入出力電圧
比Ｍが大きくなると、極小点Ａ１ での入力電流ｉＡ１
はゼロより大となり、この結果、ゼロ電流スイッチング
によるターンオフ（ＺＣＳターンオフ）が行えなくなる
。
ように、スイッチング素子Ｑを流れる電流ｉＡ１がゼロ
から上昇し、振動して再び極小点Ａ１ で時間軸に丁度
接するようにしてゼロになる。このＡ点より入出力電圧
比Ｍが大きくなると、極小点Ａ１ での入力電流ｉＡ１
はゼロより大となり、この結果、ゼロ電流スイッチング
によるターンオフ（ＺＣＳターンオフ）が行えなくなる
。
【００３６】また曲線１上のＢ点では、状態２でコンデ
ンサ電圧が振動するとき、コンデンサ電圧は出力電圧Ｖ
０ につり合う値までしか増加しない。したがって、こ
の点よりも入出力電圧比Ｍが低下すると、もはやコンデ
ンサ電圧は出力電圧Ｖ０ まで達しなくなり、状態３へ
の遷移が不可能になって負荷への電力伝達が不能になる
。一方、曲線３上のＤ点では、図９に示すように、スイ
ッチング素子Ｑを流れる電流ｉＡ１は、極小点Ｄ１ で
丁度ゼロになり、時間軸に接する。これよりも負荷電流
ＩＯＡＶ が大きくなると、励磁インダクタＬｍ に流
れる電流の直流成分が大きくなり、状態１で共振電流の
極小値がゼロから浮き上がり、この結果、ＺＣＳターン
オフが不能となる。
ンサ電圧が振動するとき、コンデンサ電圧は出力電圧Ｖ
０ につり合う値までしか増加しない。したがって、こ
の点よりも入出力電圧比Ｍが低下すると、もはやコンデ
ンサ電圧は出力電圧Ｖ０ まで達しなくなり、状態３へ
の遷移が不可能になって負荷への電力伝達が不能になる
。一方、曲線３上のＤ点では、図９に示すように、スイ
ッチング素子Ｑを流れる電流ｉＡ１は、極小点Ｄ１ で
丁度ゼロになり、時間軸に接する。これよりも負荷電流
ＩＯＡＶ が大きくなると、励磁インダクタＬｍ に流
れる電流の直流成分が大きくなり、状態１で共振電流の
極小値がゼロから浮き上がり、この結果、ＺＣＳターン
オフが不能となる。
【００３７】図１０は入力電圧の変化範囲（Ｍｍａｘ
／Ｍｍｉｎ ）が １．６、α（Ｌｋ ／Ｌｍ ）が０
．１３９の場合と、同様にαが ０．３２８の場合につ
いて、出力電圧を一定に保ったときのＭｍｉｎ とＩｏ
ｍａｘ ／Ｉｏ ｍｉｎ との関係、図１１はαが一
定（ ０．３２８）で、入力電圧の変化範囲（Ｍｍａｘ
／Ｍｍｉｎ ）が １．０と １．６の場合について
、出力電圧を一定に保ったときの Ｍｍｉｎ とＩｏ
ｍａｘ ／Ｉｏ ｍｉｎ の関係を示している。
／Ｍｍｉｎ ）が １．６、α（Ｌｋ ／Ｌｍ ）が０
．１３９の場合と、同様にαが ０．３２８の場合につ
いて、出力電圧を一定に保ったときのＭｍｉｎ とＩｏ
ｍａｘ ／Ｉｏ ｍｉｎ との関係、図１１はαが一
定（ ０．３２８）で、入力電圧の変化範囲（Ｍｍａｘ
／Ｍｍｉｎ ）が １．０と １．６の場合について
、出力電圧を一定に保ったときの Ｍｍｉｎ とＩｏ
ｍａｘ ／Ｉｏ ｍｉｎ の関係を示している。
【００３８】なお、これらの図において、Ｍｍａｘ は
入出力電圧比Ｍの最大値、Ｍｍｉｎ は入出力電圧比Ｍ
の最低値、Ｉｏ ｍａｘ ／Ｉｏｍｉｎ は負荷電流Ｉ
ｏ の最大値と最小値との比率（＝Ｉｏ ｒａｔｉｏ
）、Ｍｍｉｎ ｃｒｉｔはＩｏ ｒａｔｉｏ が最大に
なるときのＭｍｉｎ の値である。
入出力電圧比Ｍの最大値、Ｍｍｉｎ は入出力電圧比Ｍ
の最低値、Ｉｏ ｍａｘ ／Ｉｏｍｉｎ は負荷電流Ｉ
ｏ の最大値と最小値との比率（＝Ｉｏ ｒａｔｉｏ
）、Ｍｍｉｎ ｃｒｉｔはＩｏ ｒａｔｉｏ が最大に
なるときのＭｍｉｎ の値である。
【００３９】図１０から分るように、αを小さく選定し
た方が、制御可能なＩｏ ｍｉｎ 〜Ｉｏ ｍａｘ の
範囲を広くすることができる。
た方が、制御可能なＩｏ ｍｉｎ 〜Ｉｏ ｍａｘ の
範囲を広くすることができる。
【００４０】また図１１から分るように、αを一定（
０．３２８）とすると、あるＭｍｉｎ に関して、Ｉｏ
ｍａｘ ／ Ｉｏ ｍｉｎ （＝Ｉｏ ｒａｔｉｏ
）は最大値（Ｉｏ ｒａｔｉｏ ｐｋ）を持つ。この
点はＭｍｉｎ がおよそ ０．５から ０．７の範
囲内で起きる。したがってＩｏ ｍｉｎ 〜 Ｉｏ
ｍａｘ の変化の大きな負荷に対しては、電流共振コン
バータの動作点としてＭｍｉｎ を ０．５〜 ０．７
程度に選定するのがよいことが分る。
０．３２８）とすると、あるＭｍｉｎ に関して、Ｉｏ
ｍａｘ ／ Ｉｏ ｍｉｎ （＝Ｉｏ ｒａｔｉｏ
）は最大値（Ｉｏ ｒａｔｉｏ ｐｋ）を持つ。この
点はＭｍｉｎ がおよそ ０．５から ０．７の範
囲内で起きる。したがってＩｏ ｍｉｎ 〜 Ｉｏ
ｍａｘ の変化の大きな負荷に対しては、電流共振コン
バータの動作点としてＭｍｉｎ を ０．５〜 ０．７
程度に選定するのがよいことが分る。
【００４１】図１２はＩｏ ｍａｘ ／Ｉｏ ｍｉｎ
と負荷電流に対する入力電流のピ―ク値の比率ｉａ１
ｐｋ ／Ｉｏ との関係を示している。この図において
、Ｉｏ ｒａｔｉｏ はある負荷におけるＩｏ ｍａｘ
／Ｉｏ ｍｉｎ の値、 ｉ１ はα＝ ０．１３
９のときのＩｏ ｒａｔｉｏ に対する ｉａ１ ｐ
ｋ ／Ｉｏ の値、ｉ２ はα＝ ０．３２８のときの
Ｉｏ ｒａｔｉｏ に対するｉａ１ ｐｋ ／Ｉｏ の
値である。
と負荷電流に対する入力電流のピ―ク値の比率ｉａ１
ｐｋ ／Ｉｏ との関係を示している。この図において
、Ｉｏ ｒａｔｉｏ はある負荷におけるＩｏ ｍａｘ
／Ｉｏ ｍｉｎ の値、 ｉ１ はα＝ ０．１３
９のときのＩｏ ｒａｔｉｏ に対する ｉａ１ ｐ
ｋ ／Ｉｏ の値、ｉ２ はα＝ ０．３２８のときの
Ｉｏ ｒａｔｉｏ に対するｉａ１ ｐｋ ／Ｉｏ の
値である。
【００４２】この図から分るように、所要の負荷電流範
囲 Ｉｏ ｍａｘ ／Ｉｏ ｍｉｎ が与えられた場
合、αが小さい方がｉａ１ ｐｋ ／Ｉｏ が小さくな
り、スイッチング素子Ｑを流れる電流のピーク値を小さ
く抑えることができる。 このため、同一の負荷電流に対してスイッチング素子Ｑ
にかかる電流のストレスを小さく押えることができる。 また、図１０から分るように、同一のＩｏ ｍａｘ
／Ｉｏ ｍｉｎ （Ｉｏ ｒａｔｉｏ ）に対してＭ
ｍｉｎ ｃｒｉｔの前後でＭ１ 、Ｍ２ （Ｍ１＜Ｍ２
）の２個のＭｍｉｎ を使用することができるが、図
１２と組合わせてみると、Ｍ２ の方がＭ１ よりもｉ
ａ１ ｐｋ ／ＩＯ を小さくすることができるので、
このＭ２ を選ぶことによって、同一のＩｏ ｍａｘ
／Ｉｏ ｍｉｎ に対してもスイッチング素子Ｑのスト
レスを減らすことができる。 以上の説明から本実施
例の電流共振コンバ―タにおいて重要な点をまとめると
、■モード２で運転する際、トランスＴの磁気コアが直
流磁化を受けるので、直流磁化によるコアの磁気飽和を
防ぐため、コアの一部に空隙を設ける。
囲 Ｉｏ ｍａｘ ／Ｉｏ ｍｉｎ が与えられた場
合、αが小さい方がｉａ１ ｐｋ ／Ｉｏ が小さくな
り、スイッチング素子Ｑを流れる電流のピーク値を小さ
く抑えることができる。 このため、同一の負荷電流に対してスイッチング素子Ｑ
にかかる電流のストレスを小さく押えることができる。 また、図１０から分るように、同一のＩｏ ｍａｘ
／Ｉｏ ｍｉｎ （Ｉｏ ｒａｔｉｏ ）に対してＭ
ｍｉｎ ｃｒｉｔの前後でＭ１ 、Ｍ２ （Ｍ１＜Ｍ２
）の２個のＭｍｉｎ を使用することができるが、図
１２と組合わせてみると、Ｍ２ の方がＭ１ よりもｉ
ａ１ ｐｋ ／ＩＯ を小さくすることができるので、
このＭ２ を選ぶことによって、同一のＩｏ ｍａｘ
／Ｉｏ ｍｉｎ に対してもスイッチング素子Ｑのスト
レスを減らすことができる。 以上の説明から本実施
例の電流共振コンバ―タにおいて重要な点をまとめると
、■モード２で運転する際、トランスＴの磁気コアが直
流磁化を受けるので、直流磁化によるコアの磁気飽和を
防ぐため、コアの一部に空隙を設ける。
【００４３】■空隙を設けると、空隙の無い場合に比べ
、励磁インダクタンスＬｍ が低下する。そこで、スイ
ッチング素子Ｑを流れる電流のピーク値（ｉａ１ ｐｋ
／Ｉｏ ａｖ）を小さくするために、Ｌｋ を小さく
することによってα（＝Ｌｋ ／Ｌｍ ）を小さくする
。
、励磁インダクタンスＬｍ が低下する。そこで、スイ
ッチング素子Ｑを流れる電流のピーク値（ｉａ１ ｐｋ
／Ｉｏ ａｖ）を小さくするために、Ｌｋ を小さく
することによってα（＝Ｌｋ ／Ｌｍ ）を小さくする
。
【００４４】■Ｍｍａｘ ／Ｍｍｉｎ ＝ １．６程度
の入力電圧変化があるとき、Ｉｏ ｍａｘ ／Ｉｏ ｍ
ｉｎ の比を大きくすることによって制御範囲を広くす
る。このために、 Ｍｍｉｎ がおよそ ０．５〜
０．７の範囲内になるようにトランスＴの巻数比ｎ：１
を定める。
の入力電圧変化があるとき、Ｉｏ ｍａｘ ／Ｉｏ ｍ
ｉｎ の比を大きくすることによって制御範囲を広くす
る。このために、 Ｍｍｉｎ がおよそ ０．５〜
０．７の範囲内になるようにトランスＴの巻数比ｎ：１
を定める。
【００４５】■あるαに対して達成できるＩｏ ｍａｘ
／Ｉｏ ｍｉｎの最大値よりも小さな負荷電流Ｉｏ
の変化しか生じない負荷に対しては、ｉａ１ ｐｋ ／
Ｉｏ を小さくするためにＩｏ ｍａｘ ／Ｉｏ ｍｉ
ｎ の最大値におけるＭｍｉｎ よりも大きなＭｍｉｎ
を選ぶ。
／Ｉｏ ｍｉｎの最大値よりも小さな負荷電流Ｉｏ
の変化しか生じない負荷に対しては、ｉａ１ ｐｋ ／
Ｉｏ を小さくするためにＩｏ ｍａｘ ／Ｉｏ ｍｉ
ｎ の最大値におけるＭｍｉｎ よりも大きなＭｍｉｎ
を選ぶ。
【００４６】このような手段をとることによって、電流
共振コンバータの動作点を最適化することができる。
共振コンバータの動作点を最適化することができる。
【００４７】次に本発明の他の実施例を説明する。
【００４８】図１３に示す電流共振コンバ―タは、図１
に示す電流共振コンバ―タのコンデンサＣをトランスＴ
の２次側に設けたものである。このような電流共振コン
バ―タでも図１に示す電流共振コンバ―タと同様の効果
を得ることができる。
に示す電流共振コンバ―タのコンデンサＣをトランスＴ
の２次側に設けたものである。このような電流共振コン
バ―タでも図１に示す電流共振コンバ―タと同様の効果
を得ることができる。
【００４９】図１４に示す電流共振コンバ―タは、図１
に示す電流共振コンバ―タの励磁９ンダクタＬｋ のほ
かに、トランスＴの漏れインダクタンスＬｌ、Ｌ２を利
用したものである。
に示す電流共振コンバ―タの励磁９ンダクタＬｋ のほ
かに、トランスＴの漏れインダクタンスＬｌ、Ｌ２を利
用したものである。
【００５０】図１５に示す電流共振コンバ―タは、図１
３に示す電流共振コンバ―タの励磁インダクタＬｋ の
代わりに、トランスＴの漏れインダクタンスＬｌ、Ｌ２
を利用したものである。
３に示す電流共振コンバ―タの励磁インダクタＬｋ の
代わりに、トランスＴの漏れインダクタンスＬｌ、Ｌ２
を利用したものである。
【００５１】このようにトランスＴの漏れインダクタン
スを利用することにより、専用の共振用インダクタンス
を無くしたり、小さくすることができる。
スを利用することにより、専用の共振用インダクタンス
を無くしたり、小さくすることができる。
【００５２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電流共振
コンバ―タによれば、入力電圧と負荷電流の許容変化範
囲を広げることができ、この結果、ゼロ電流スイッチン
グの安定化およびスイッチング素子等の回路素子を流れ
る電流ピーク値の低減させて、コストダウン、小形化を
図ることが可能となる。
コンバ―タによれば、入力電圧と負荷電流の許容変化範
囲を広げることができ、この結果、ゼロ電流スイッチン
グの安定化およびスイッチング素子等の回路素子を流れ
る電流ピーク値の低減させて、コストダウン、小形化を
図ることが可能となる。
【図１】 本発明の一実施例係る電流共振コンバ―タ
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図２】 スイッチング回路の構成を示す図である。
【図３】 ２種類の動作モ―ドを示す図である。
【図４】 モ−ド１における各部の信号の波形図であ
る。
る。
【図５】 モ−ド２における各部の信号の波形図であ
る。
る。
【図６】 図１の電流共振コンバ―タにおけるスイッ
チング周波数と出力電流との関係を示す図である。
チング周波数と出力電流との関係を示す図である。
【図７】 図１の電流共振コンバ―タにおいて出力電
圧を一定に保ったときの出力電流と入出力電圧比との関
係を示す図である。
圧を一定に保ったときの出力電流と入出力電圧比との関
係を示す図である。
【図８】 図７における曲線上のある点での入力電流
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【図９】 図７における曲線上のある点での入力電流
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【図１０】 最低入出力電圧比と最大／最小負荷電流
比との関係を示す図である。
比との関係を示す図である。
【図１１】 最低入出力電圧比と最大／最小負荷電流
比との関係を示す図である。
比との関係を示す図である。
【図１２】 最低入出力電圧比と最大／最小負荷電流
比との関係を示す図である。
比との関係を示す図である。
【図１３】 他の実施例に係る電流共振コンバ―タの
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図１４】 他の実施例に係る電流共振コンバ―タの
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図１５】 他の実施例に係る電流共振コンバ―タの
構成を示す図である。
構成を示す図である。
Ｔ………トランス
Ｑ………スイッチング素子
Ｌｋ ……共振用インダクタ
Ｃ………共振用コンデンサ
Ｄ………二次ダイオード
ＣＦ ……平滑用コンデンサ
ＦＭ……制御回路
Claims (9)
- 【請求項１】 １次巻線と２次巻線とを有する電圧変
換用のトランスと、前記トランスの１次側に設けられ、
直流電源から前記トランスに供給される電流のオン／オ
フを行うスイッチング回路と、前記トランスに隣接して
設けられる共振回路と、前記トランスの２次側に設けら
れ、出力を負荷に供給する整流平滑回路と、前記スイッ
チング回路のスイッチング周波数を制御する制御回路と
を具備し、前記１次巻線に直流電流成分を流さない第１
のモードと、前記１次巻線に直流電流成分を流す第２の
モードの２つのモードで運転する電流共振コンバータ。 - 【請求項２】 前記第２のモードの運転を可能にする
ため、前記トランスのコアにギャップを設ける請求項第
１項記載の電流共振コンバータ。 - 【請求項３】 前記１次巻線のインダクタンスをＬｍ
とし、前記共振回路のインダクタンスをＬｋとした場合
、Ｌｋ／Ｌｍ（＝α）が０ 〜０．２ である請求項第
１項記載の電流共振コンバータ。 - 【請求項４】 入力電圧対出力電圧比Ｍの最小値Ｍｍ
ｉｎ を０．５ 〜０．７ となるように前記トランス
の巻数比（ｎ：１）を設定する請求項第１項記載の電流
共振コンバータ。 - 【請求項５】 負荷電流の最大値Ｉｏｍａｘ と負荷
電流の変化の最小値Ｉｏｍｉｎ との比（Ｉｏｍａｘ
／Ｉｏｍｉｎ ）が負荷電流の変化の比の制御上可能な
最大値（Ｉｏｍａｘ ／Ｉｏｍｉｎ ）ｏｐｔ よりも
小さいとき、（Ｉｏｍａｘ ／Ｉｏｍｉｎ ）ｏｐｔを
生ずるＭｍｉｎ の値よりも大きなＭｍｉｎ の値を選
定する請求項第１項記載の電流共振コンバータ。 - 【請求項６】 前記共振回路は前記トランスの１次側
に設けられ、直列接続されたインダクタとコンデンサか
らなる請求項第１項記載の電流共振コンバータ。 - 【請求項７】 前記共振回路は前記トランスの１次側
に設けられるインダクタと、前記トランスの２次側に設
けられるコンデンサからなる請求項第１項記載の電流共
振コンバータ。 - 【請求項８】 前記共振回路は前記トランスの２次側
に設けられるコンデンサと、共振インダクタと、前記ト
ランスの漏れインダクタンスからなる請求項第１項記載
の電流共振コンバータ。 - 【請求項９】 前記共振回路は前記トランスの２次側
に設けられるコンデンサと、前記トランスの漏れインダ
クタンスからなる請求項第１項記載の電流共振コンバー
タ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2-20885 | 1990-01-31 | ||
| JP2088590 | 1990-01-31 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04217863A true JPH04217863A (ja) | 1992-08-07 |
Family
ID=12039660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3009791A Withdrawn JPH04217863A (ja) | 1990-01-31 | 1991-01-30 | 電流共振コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04217863A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0993922A (ja) * | 1995-09-26 | 1997-04-04 | Nec Corp | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1991
- 1991-01-30 JP JP3009791A patent/JPH04217863A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0993922A (ja) * | 1995-09-26 | 1997-04-04 | Nec Corp | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19980514 |