JPH0423858B2 - - Google Patents
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- JPH0423858B2 JPH0423858B2 JP57174337A JP17433782A JPH0423858B2 JP H0423858 B2 JPH0423858 B2 JP H0423858B2 JP 57174337 A JP57174337 A JP 57174337A JP 17433782 A JP17433782 A JP 17433782A JP H0423858 B2 JPH0423858 B2 JP H0423858B2
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- Japan
- Prior art keywords
- output
- input
- intersymbol interference
- determination device
- phase
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
- H04L1/206—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector for modulated signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、データ伝送に用いられる伝送路、例
えば電話回線において発生する雑音を測定する装
置に関する。
えば電話回線において発生する雑音を測定する装
置に関する。
データ伝送では伝送中に障害が発生した場合、
速やかにその原因を究明し適切な対策を施すこと
が重要である。伝送障害の原因としてはデータモ
ーデム等の伝送装置の故障、電話回線等伝送路の
品質劣化が主なものである。伝送障害対策の１つ
に通常データモデムに付属しているループバツ
ク・テストがある。これは送信装置、伝送路、受
信装置のいづれに障害があるかを切り分けるもの
で一般に障害が発生した時にテストモードに移行
する。これに対し、伝送中に伝送路の品質を監視
する所謂インサービスモニタリングは障害発生の
危険を事前に察知し、然るべき対策を講ずること
を可能にする。従来、データモデムにはシグナル
クオリテイーというインターフエース信号があり
これによりモニタリングが可能であつた。しかし
ながらシグナルクオリテイーは種々の要素を総合
した結果を示すもので、この中には受信装置の動
作状態や性態によつて大きく変動する要素と、如
何に高性能な受信装置でも除去し得ない伝送路の
品質劣化とが混在している。若し、シグナルクオ
リテイーの劣化が伝送路に起因するのであれば、
伝送路を変えるか伝送速度を落とす（フオールバ
ツク）等の対策が必要であり、受信装置の機能異
常に起因するのであれば受信装置を調べるか予備
のものと切換えるなどの対策が必要となる。従つ
て、シグナルクオリテイーの劣化要因をもう少し
詳細に調べる機能があれば、より適切な対策の選
択が可能となる。
速やかにその原因を究明し適切な対策を施すこと
が重要である。伝送障害の原因としてはデータモ
ーデム等の伝送装置の故障、電話回線等伝送路の
品質劣化が主なものである。伝送障害対策の１つ
に通常データモデムに付属しているループバツ
ク・テストがある。これは送信装置、伝送路、受
信装置のいづれに障害があるかを切り分けるもの
で一般に障害が発生した時にテストモードに移行
する。これに対し、伝送中に伝送路の品質を監視
する所謂インサービスモニタリングは障害発生の
危険を事前に察知し、然るべき対策を講ずること
を可能にする。従来、データモデムにはシグナル
クオリテイーというインターフエース信号があり
これによりモニタリングが可能であつた。しかし
ながらシグナルクオリテイーは種々の要素を総合
した結果を示すもので、この中には受信装置の動
作状態や性態によつて大きく変動する要素と、如
何に高性能な受信装置でも除去し得ない伝送路の
品質劣化とが混在している。若し、シグナルクオ
リテイーの劣化が伝送路に起因するのであれば、
伝送路を変えるか伝送速度を落とす（フオールバ
ツク）等の対策が必要であり、受信装置の機能異
常に起因するのであれば受信装置を調べるか予備
のものと切換えるなどの対策が必要となる。従つ
て、シグナルクオリテイーの劣化要因をもう少し
詳細に調べる機能があれば、より適切な対策の選
択が可能となる。
本発明は、シグナルクオリテイーを与える各種
の要因から雑音のみをモニターする手段を提供す
る。本発明の構成は、データ信号及び符号間干渉
を推定する手段と、これを受信々号から引いた後
位相変動項の影響を除いて正確に雑音を測定する
ための手段とからなる。
の要因から雑音のみをモニターする手段を提供す
る。本発明の構成は、データ信号及び符号間干渉
を推定する手段と、これを受信々号から引いた後
位相変動項の影響を除いて正確に雑音を測定する
ための手段とからなる。
一般に２次元線形変調を用いたデータ伝送で、
同期検波されたベーストバンド信号γ（ｔ）は γ（ｔ）＝∞ 〓K=-∞ aKｈ（ｔ−KＴ）ej〓(t)＋ｎ（ｔ） (1) ｛aK｝：送信シンボル系列 ｈ（ｔ）：伝送系の等価ベースバンドインパルス応
答（固定又は自動等化器を含む場合もある） Ｔ：シンボル送信間隔 θ（ｔ）：受信キヤリアと復調キヤリアの位相差 ｎ（ｔ）：雑音 タイミング抽出により抽出されたタイミングで
γ（ｔ）をサンプルしたサンプル値γlは γl＝∞ 〓K=-∞ aKhl-Kexp（jθl）＋nl (2) と各々表わされる。尚、(1)、(2)式の諸量は一般に
全て複素数である。データ伝送ではγlを判定しシ
ンボルの推定a^lを得る。通常の伝送状態ではa^l＝
alである。
同期検波されたベーストバンド信号γ（ｔ）は γ（ｔ）＝∞ 〓K=-∞ aKｈ（ｔ−KＴ）ej〓(t)＋ｎ（ｔ） (1) ｛aK｝：送信シンボル系列 ｈ（ｔ）：伝送系の等価ベースバンドインパルス応
答（固定又は自動等化器を含む場合もある） Ｔ：シンボル送信間隔 θ（ｔ）：受信キヤリアと復調キヤリアの位相差 ｎ（ｔ）：雑音 タイミング抽出により抽出されたタイミングで
γ（ｔ）をサンプルしたサンプル値γlは γl＝∞ 〓K=-∞ aKhl-Kexp（jθl）＋nl (2) と各々表わされる。尚、(1)、(2)式の諸量は一般に
全て複素数である。データ伝送ではγlを判定しシ
ンボルの推定a^lを得る。通常の伝送状態ではa^l＝
alである。
本発明の目的は観測可能なγl、殆んど正しい判
定結果a^lを用いて直接観測不能なｎ（ｔ）の電力
を測定することである。(2)式からわかるように、
γlには雑音以外に所望のデータ及び符号間干渉、
位相変動が含まれている。この中からまず位相変
動がない場合にγlに含まれる雑音以外の成分を除
くことを考える。伝送系のインパルス応答の有意
な拡がりをh-N〜h+Mとすると(2)式は γl＝M 〓i=N al-ihiexp（jθl）＋nl (3) と表わされる。今、何等かの手段でhiの推定値hi
（ｉ＝−Ｎ〜Ｍ）が与えられたとすると、時刻ｌ
＋Ｎにおいてそれまで得られた判定データa^l-M〜
a^l+Nを用いて γ^l＝M 〓i=-N a^l-1h^i (4) なる量を計算することが出来る。これは、符号間
干渉を含んだ信号の推定値である。γlをNT時間
保持してγlを引くと、 γl−γ^l＝M 〓i=-N l-i hiexp（jθl） −M 〓i=-N a^l-ih^i＋nl ここで、a^l-i＝al-i、h^i＝hiとすれば γl−γ^l＝M 〓i=-N al-ihi（exp（jθl）−１） ＋nl＝γ^l（exp（jθl）−１）＋nl (5) となりθl＝０ならば完全に雑音のみとなる。
定結果a^lを用いて直接観測不能なｎ（ｔ）の電力
を測定することである。(2)式からわかるように、
γlには雑音以外に所望のデータ及び符号間干渉、
位相変動が含まれている。この中からまず位相変
動がない場合にγlに含まれる雑音以外の成分を除
くことを考える。伝送系のインパルス応答の有意
な拡がりをh-N〜h+Mとすると(2)式は γl＝M 〓i=N al-ihiexp（jθl）＋nl (3) と表わされる。今、何等かの手段でhiの推定値hi
（ｉ＝−Ｎ〜Ｍ）が与えられたとすると、時刻ｌ
＋Ｎにおいてそれまで得られた判定データa^l-M〜
a^l+Nを用いて γ^l＝M 〓i=-N a^l-1h^i (4) なる量を計算することが出来る。これは、符号間
干渉を含んだ信号の推定値である。γlをNT時間
保持してγlを引くと、 γl−γ^l＝M 〓i=-N l-i hiexp（jθl） −M 〓i=-N a^l-ih^i＋nl ここで、a^l-i＝al-i、h^i＝hiとすれば γl−γ^l＝M 〓i=-N al-ihi（exp（jθl）−１） ＋nl＝γ^l（exp（jθl）−１）＋nl (5) となりθl＝０ならば完全に雑音のみとなる。
次に位相変動項の影響を除くために以下に示す
量を考える。
量を考える。
Pl＝Re〔（γl−γ^l）−exp（−jargγ^l）〕 (6)
担し、Re〔ｘ〕はｘの実数部、arg（ｘ）はｘの
位相を表わす。
位相を表わす。
第１図には受信信号及び推定信号を複素ベクト
ル表示したものを示す。第１図における受信信号
rlはr^lej〓lと雑音nlの和で表現されている。
ル表示したものを示す。第１図における受信信号
rlはr^lej〓lと雑音nlの和で表現されている。
第１図ａには受信信号及び推定信号そのもの
を、第１図ｂには推定誤差を示している。信号Pl
は第１図ｂに示すようにγ^が常に正実数となるよ
うに２次元平面上でベクトルrl−r^lを回転させた
ものの実数部であるので Pl＝Re［nlexp（−jargr^l）］ ＋｜r^l｜（cosθl−１） ……(7) となる。
を、第１図ｂには推定誤差を示している。信号Pl
は第１図ｂに示すようにγ^が常に正実数となるよ
うに２次元平面上でベクトルrl−r^lを回転させた
ものの実数部であるので Pl＝Re［nlexp（−jargr^l）］ ＋｜r^l｜（cosθl−１） ……(7) となる。
今Plの２乗平均値を考えると
l 2＝［l（−^l）］＋
｜^l｜（l−１））2＝［l（−
^l）］2 ＋2e［l（−^l）］・｜
^l｜（l−１）＋｜^l｜（l−１）
2……(8) となる。ここでのr^lの位相はランダムであるので
第２項は零となる。また通常θl≪１であるのでテ
ーラー展開を用いるとl 2 ・＝｜^l｜2 l 4４＋１２｜l｜2 ……(9) となる。ここで｜r^l｜は信号電力と考えられる。
｜^l｜（l−１））2＝［l（−
^l）］2 ＋2e［l（−^l）］・｜
^l｜（l−１）＋｜^l｜（l−１）
2……(8) となる。ここでのr^lの位相はランダムであるので
第２項は零となる。また通常θl≪１であるのでテ
ーラー展開を用いるとl 2 ・＝｜^l｜2 l 4４＋１２｜l｜2 ……(9) となる。ここで｜r^l｜は信号電力と考えられる。
雑音測定は通常Ｓ／Ｎ比が30dBより悪い所で
必要となると仮定すると、(9)式第１項が第２項に
比べて１桁低い値となるためにはθl 4＜２×10-4で
あれば良い。通常電話回線での位相変動（キヤリ
ア位相ジツタ）は高々10°P−Ｐであるからこの条
件は充分満たされる。従つて(9)式により正確な雑
音電力が測定出来る。第２の発明は以上に述べた
原理に基づいている。又、自動等化器が系に含ま
れる場合あるいは符号間干渉が位相回転に与える
影響が無視できる場合はargγ^larg alであるか
ら(6)式でargγ^lの代りにarg alを使うことが出来
演算が簡単となる。第１の発明は第２の発明にこ
の原理を適用したものである。
必要となると仮定すると、(9)式第１項が第２項に
比べて１桁低い値となるためにはθl 4＜２×10-4で
あれば良い。通常電話回線での位相変動（キヤリ
ア位相ジツタ）は高々10°P−Ｐであるからこの条
件は充分満たされる。従つて(9)式により正確な雑
音電力が測定出来る。第２の発明は以上に述べた
原理に基づいている。又、自動等化器が系に含ま
れる場合あるいは符号間干渉が位相回転に与える
影響が無視できる場合はargγ^larg alであるか
ら(6)式でargγ^lの代りにarg alを使うことが出来
演算が簡単となる。第１の発明は第２の発明にこ
の原理を適用したものである。
次に、h^iを求める手段を示す。
hiは次に示す（γl−γ^l）の２乗平均値を最小に
する推定グラデイエント法により求まる。時刻ｌ
＋Ｎで求まるhiの推定値をh^i l+Nと表わすと h^i l+N＝hi l+N-1＋α・a^l-1 *（γl−γ^l） ｉ＝−Ｎ〜Ｍ (10) αは適応係数、正の小さい値 ＊は複素共役 これは判定帰還型自動等化と同じ原理に基づい
ている。
する推定グラデイエント法により求まる。時刻ｌ
＋Ｎで求まるhiの推定値をh^i l+Nと表わすと h^i l+N＝hi l+N-1＋α・a^l-1 *（γl−γ^l） ｉ＝−Ｎ〜Ｍ (10) αは適応係数、正の小さい値 ＊は複素共役 これは判定帰還型自動等化と同じ原理に基づい
ている。
以下に本発明の実施例を第２図および第３図に
したがつて説明する。
したがつて説明する。
端子１からはデータモデムの判定直前の信号γl
が入来する。端子２からはγlを判定して得られる
シンボル推定値a^lが入来する。γlは遅延素子３で
NT遅延される。a^lはＮ＋Ｍ＋１段の遅延素子４
に順次シフトインされる。遅延素子の各段の出力
には、重み回路５−１〜５−Ｎ＋Ｍ＋１が付けら
れており、重みh^-o〜h^Mがかけられる。重み回路
の出力は累積器６で総和がとられる。遅延素子
４、重み回路５−１〜５−Ｎ＋Ｍ＋１及び累積器
６はトランスバーサルフイルタを構成しておりそ
の出力は(4)式γ^l即ちγlに含まれる符号間干渉を含
む信号成分の推定値である。累積器６の出力は、
遅延素子３でNT遅延されたγlから減算器７で減
算される。減算器の出力はレジスタ８に記憶され
る。遅延素子の各段の出力は順次クロツク発生器
１７の発生するクロークに従つて複素共役乗算器
９に導びかれレジスタ８の内容と乗算される。例
えば１段目の出力に対する乗算結果はa^l+N *・（γl
−γ^l）である。乗算結果は減算器１０で小さい値
が掛けられる。一方これに同期して重み回路の重
みは順次加算器１１に導びかれ減算器１０の出力
と加算され、再び重み回路に戻される。この操作
により(10)式がｉ＝−Ｎ〜Ｍについて順次実行され
る。第１の発明の実施例では第２図に示すよう
に、ｉ＝０即ち、遅延素子４のＮ＋１段目に対す
る演算で、乗算器９の出力は減算器１０に入力す
ると同時にその実部が乗算器１２で２乗される。
第２の発明の実施例では第３図に示すように乗算
器１２には、減算器７の出力と累積器６の出力と
を複素共役乗算器１８で乗算した結果の実部が入
力する。乗算器１２の出力は徐算器１３におい
て、入力信号の絶対値を与える絶対値計算器１４
の出力で徐算される。第１の発明の実施例で絶対
値計算器１４の入力は遅延素子４のＮ＋１段目の
出力であるのに対し第２の発明の実施例では累積
器６の出力である。徐算器１３の出力は第１の発
明の実施例では Re〔γl−γ^l）exp（−jarg al）〕2 第２の発明の実施例では Re〔γl−γ^l）exp（−jargγ^l）〕2 となつている。徐算器の出力は一定積分時間毎に
リセツトされる積分器１５に入力され平均化され
る。積分器１５の出力はスケーラー１６で所定の
換算を施され雑音電力とに出力される。
が入来する。端子２からはγlを判定して得られる
シンボル推定値a^lが入来する。γlは遅延素子３で
NT遅延される。a^lはＮ＋Ｍ＋１段の遅延素子４
に順次シフトインされる。遅延素子の各段の出力
には、重み回路５−１〜５−Ｎ＋Ｍ＋１が付けら
れており、重みh^-o〜h^Mがかけられる。重み回路
の出力は累積器６で総和がとられる。遅延素子
４、重み回路５−１〜５−Ｎ＋Ｍ＋１及び累積器
６はトランスバーサルフイルタを構成しておりそ
の出力は(4)式γ^l即ちγlに含まれる符号間干渉を含
む信号成分の推定値である。累積器６の出力は、
遅延素子３でNT遅延されたγlから減算器７で減
算される。減算器の出力はレジスタ８に記憶され
る。遅延素子の各段の出力は順次クロツク発生器
１７の発生するクロークに従つて複素共役乗算器
９に導びかれレジスタ８の内容と乗算される。例
えば１段目の出力に対する乗算結果はa^l+N *・（γl
−γ^l）である。乗算結果は減算器１０で小さい値
が掛けられる。一方これに同期して重み回路の重
みは順次加算器１１に導びかれ減算器１０の出力
と加算され、再び重み回路に戻される。この操作
により(10)式がｉ＝−Ｎ〜Ｍについて順次実行され
る。第１の発明の実施例では第２図に示すよう
に、ｉ＝０即ち、遅延素子４のＮ＋１段目に対す
る演算で、乗算器９の出力は減算器１０に入力す
ると同時にその実部が乗算器１２で２乗される。
第２の発明の実施例では第３図に示すように乗算
器１２には、減算器７の出力と累積器６の出力と
を複素共役乗算器１８で乗算した結果の実部が入
力する。乗算器１２の出力は徐算器１３におい
て、入力信号の絶対値を与える絶対値計算器１４
の出力で徐算される。第１の発明の実施例で絶対
値計算器１４の入力は遅延素子４のＮ＋１段目の
出力であるのに対し第２の発明の実施例では累積
器６の出力である。徐算器１３の出力は第１の発
明の実施例では Re〔γl−γ^l）exp（−jarg al）〕2 第２の発明の実施例では Re〔γl−γ^l）exp（−jargγ^l）〕2 となつている。徐算器の出力は一定積分時間毎に
リセツトされる積分器１５に入力され平均化され
る。積分器１５の出力はスケーラー１６で所定の
換算を施され雑音電力とに出力される。
第１図は位相変動の影響を受けにくい誤差ベク
トルを説明する図。第２図は第１の発明の実施例
を示すブロツク図。第３図は第２の発明の実施例
を示すブロツク図である。第２図および第３図に
おいて、１は受信機から判定直前の信号を受ける
入力端子、２は受信機から判定結果を受ける入力
端子、４，５，６は符号間干渉を含むデータ信号
成分を推定するトランスバーサルフイルタを構成
する遅延線、重み回路、累積器、７は判定直前の
信号から符号間干渉を含むデータ信号成分の推定
値を除く減算器、９，１８は複素共役乗算器、１
２は入力の２乗の計算する乗算器、１３は除算
器、１４は複素数の絶対値を計算する絶対値計算
器で、９又は１８および１２，１３，１４は、９
又は１８の一方の入力複素数の位相を他方の複素
入力の位相だけ戻した結果の実部の２乗を計算す
る装置を構成する、１５は積分器である。
トルを説明する図。第２図は第１の発明の実施例
を示すブロツク図。第３図は第２の発明の実施例
を示すブロツク図である。第２図および第３図に
おいて、１は受信機から判定直前の信号を受ける
入力端子、２は受信機から判定結果を受ける入力
端子、４，５，６は符号間干渉を含むデータ信号
成分を推定するトランスバーサルフイルタを構成
する遅延線、重み回路、累積器、７は判定直前の
信号から符号間干渉を含むデータ信号成分の推定
値を除く減算器、９，１８は複素共役乗算器、１
２は入力の２乗の計算する乗算器、１３は除算
器、１４は複素数の絶対値を計算する絶対値計算
器で、９又は１８および１２，１３，１４は、９
又は１８の一方の入力複素数の位相を他方の複素
入力の位相だけ戻した結果の実部の２乗を計算す
る装置を構成する、１５は積分器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ２次元線形変調を用いたデータ伝送系におい
て、受信機に含まれる判定装置に入力する受信信
号と該判定装置の出力である判定結果とを入力と
し、前記受信信号から伝送路特性を推定し前記判
定結果と畳み込むことによつて前記判定装置に入
力する信号に含まれる符号間干渉を含むデータ信
号成分を推定し、これを除去する手段と、前記手
段の出力の位相を前記判定結果の位相だけ戻す手
段と、その出力の実数部の２乗平均値を求める手
段とを有し、符号間干渉、キヤリア位相変動の影
響を受けずに雑音電力を測定することを特徴とす
る雑音測定装置。 ２ ２次元線形変調を用いたデータ伝送系におい
て、受信機に含まれる判定装置に入力する受信信
号と該判定装置の出力である判定結果とを入力と
し、前記受信信号から伝送路特性を推定し前記判
定結果と畳み込むことによつて前記判定装置に入
力する信号に含まれる符号間干渉を含むデータ信
号成分を推定し、これを除去する手段と、前記手
段の出力の位相を前記データ信号成分の推定値の
位相だけ戻す手段と、その出力の実数部の２乗平
均値を求める手段とを有し、符号間干渉、キヤリ
ア位相変調変動の影響を受けずに雑音電力を測定
することを特徴とする雑音測定装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17433782A JPS5963847A (ja) | 1982-10-04 | 1982-10-04 | 雑音測定装置 |
| DE8383109861T DE3381073D1 (de) | 1982-10-04 | 1983-10-03 | Verfahren zur qualitaetsmessung eines empfangssignals eines empfaengers in einem zweidimensionalen linear modulierten datenuebertragungssystem. |
| EP83109861A EP0105513B1 (en) | 1982-10-04 | 1983-10-03 | Method of measuring quality of a signal received by a receiver of a two-dimensional linear modulation data communication system |
| CA000438337A CA1224531A (en) | 1982-10-04 | 1983-10-04 | Method of measuring quality of a signal received by a receiver of a two-dimensional linear modulation data communication system |
| US06/539,017 US4542514A (en) | 1982-10-04 | 1983-10-04 | Method of measuring quality of a signal received by a receiver of a two-dimensional linear modulation data communication system |
| AU19863/83A AU555705B2 (en) | 1982-10-04 | 1983-10-05 | Qam quality monitoring |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17433782A JPS5963847A (ja) | 1982-10-04 | 1982-10-04 | 雑音測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5963847A JPS5963847A (ja) | 1984-04-11 |
| JPH0423858B2 true JPH0423858B2 (ja) | 1992-04-23 |
Family
ID=15976869
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17433782A Granted JPS5963847A (ja) | 1982-10-04 | 1982-10-04 | 雑音測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5963847A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7773950B2 (en) | 2004-06-16 | 2010-08-10 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Benign interference suppression for received signal quality estimation |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2366752A2 (fr) * | 1976-09-30 | 1978-04-28 | Trt Telecom Radio Electr | Dispositif detecteur de derangement d'un systeme de transmission de donnees utilisant la modulation de phase |
-
1982
- 1982-10-04 JP JP17433782A patent/JPS5963847A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5963847A (ja) | 1984-04-11 |
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