JPH04239805A - 復調回路 - Google Patents
復調回路Info
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- JPH04239805A JPH04239805A JP3007173A JP717391A JPH04239805A JP H04239805 A JPH04239805 A JP H04239805A JP 3007173 A JP3007173 A JP 3007173A JP 717391 A JP717391 A JP 717391A JP H04239805 A JPH04239805 A JP H04239805A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は搬送波抑圧直交振幅変調
信号を復調する復調回路に関するものである。
信号を復調する復調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、アメリカにおいて現行地上ＴＶ放
送の空きチャンネルを使用して、現行ＮＴＳＣ方式と互
換性を有しないサイマル放送を行うことが計画されてい
る。その一方式に搬送波抑圧直交振幅変調方式を使用す
るものがあり、この方式で伝送された信号の搬送波を受
信機側で高精度に再生し復調を行う技術が必要とされて
いる。
送の空きチャンネルを使用して、現行ＮＴＳＣ方式と互
換性を有しないサイマル放送を行うことが計画されてい
る。その一方式に搬送波抑圧直交振幅変調方式を使用す
るものがあり、この方式で伝送された信号の搬送波を受
信機側で高精度に再生し復調を行う技術が必要とされて
いる。
【０００３】現在、搬送波抑圧直交振幅変調方式で伝送
されているよく知られた信号にＮＴＳＣ方式ＴＶ信号の
色信号がある。これは、３．５８ＭＨｚ の色副搬送波
をＩ軸およびＱ軸の２つの直交軸に分解した色信号で搬
送波抑圧直交振幅変調して伝送し、受信機側では水平帰
線消去期間に時分割多重された３．５８ＭＨｚ のカラ
ーバースト信号を基準信号として色副搬送波を再生して
復調を行っている。
されているよく知られた信号にＮＴＳＣ方式ＴＶ信号の
色信号がある。これは、３．５８ＭＨｚ の色副搬送波
をＩ軸およびＱ軸の２つの直交軸に分解した色信号で搬
送波抑圧直交振幅変調して伝送し、受信機側では水平帰
線消去期間に時分割多重された３．５８ＭＨｚ のカラ
ーバースト信号を基準信号として色副搬送波を再生して
復調を行っている。
【０００４】以下図面を参照しながら、上述した従来の
復調回路について説明する。（図３）は従来の復調回路
のブロック図を示すものである。（図３）において、２
０は中間周波信号入力端子、２１はＡＭ復調器、２２は
トラップフィルタ、２３は増幅回路、２４は輝度信号出
力端子、２５はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２６は
増幅回路、２７はバースト信号増幅回路、２８は３．５
８ＭＨｚ信号発生回路、２９および３０は移相回路、３
１および３３は乗算回路、３２および３４はＩ軸および
Ｑ軸の色信号出力端子である。
復調回路について説明する。（図３）は従来の復調回路
のブロック図を示すものである。（図３）において、２
０は中間周波信号入力端子、２１はＡＭ復調器、２２は
トラップフィルタ、２３は増幅回路、２４は輝度信号出
力端子、２５はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２６は
増幅回路、２７はバースト信号増幅回路、２８は３．５
８ＭＨｚ信号発生回路、２９および３０は移相回路、３
１および３３は乗算回路、３２および３４はＩ軸および
Ｑ軸の色信号出力端子である。
【０００５】以上のように構成された復調回路について
、以下にその動作を説明する。まず、受信してチューナ
によって周波数変換され中間周波信号入力端子２０に入
力されたＡＭ変調ＮＴＳＣ方式ＴＶ信号は、ＡＭ復調器
２１でＡＭ復調されてベースバンド信号となり、トラッ
プフィルタ２２、ＢＰＦ２５、バースト信号増幅回路２
７に入力される。トラップフィルタ２２では３．５８Ｍ
Ｈｚ 付近の色信号を除去し、増幅回路２３で必要なレ
ベルまで増幅して復調した輝度信号として端子２４に出
力する。ＢＰＦ２５ではＡＭ復調器２１の出力信号から
３．５８ＭＨｚ ±０．５ＭＨｚ の信号のみを取り出
し、次段の増幅回路２６に出力する。これが搬送波抑圧
直交振幅変調された色信号である。増幅回路２６で必要
なレベルまで増幅した後、乗算器３１および３３に出力
する。またバースト信号増幅回路２７では、水平帰線消
去期間に時分割多重された３．５８ＭＨｚ のカラーバ
ースト信号のみを抜き取って必要なレベルまで増幅する
。３．５８ＭＨｚ 信号発生回路２８ではＰＬＬ方式等
を用いて、バースト信号増幅回路２７から入力された３
．５８ＭＨｚ のバースト信号に周波数および位相の一
致した信号を連続的に発生する。このバースト信号は抑
圧された搬送波の基準位相に対して１８０度移相してい
るので、移相回路２９では−９０度、移相回路３０では
１８０度の移相を行い、直交した色副搬送波を再生して
乗算回路３１および３３に入力する。この乗算回路の出
力として端子３２にはＩ軸の色信号が、端子３４にはＱ
軸の色信号が復調されて出力される。（例えば、「ＮＨ
Ｋテレビ技術教科書」（上） 日本放送出版協会
１６３〜１９３ページ）
、以下にその動作を説明する。まず、受信してチューナ
によって周波数変換され中間周波信号入力端子２０に入
力されたＡＭ変調ＮＴＳＣ方式ＴＶ信号は、ＡＭ復調器
２１でＡＭ復調されてベースバンド信号となり、トラッ
プフィルタ２２、ＢＰＦ２５、バースト信号増幅回路２
７に入力される。トラップフィルタ２２では３．５８Ｍ
Ｈｚ 付近の色信号を除去し、増幅回路２３で必要なレ
ベルまで増幅して復調した輝度信号として端子２４に出
力する。ＢＰＦ２５ではＡＭ復調器２１の出力信号から
３．５８ＭＨｚ ±０．５ＭＨｚ の信号のみを取り出
し、次段の増幅回路２６に出力する。これが搬送波抑圧
直交振幅変調された色信号である。増幅回路２６で必要
なレベルまで増幅した後、乗算器３１および３３に出力
する。またバースト信号増幅回路２７では、水平帰線消
去期間に時分割多重された３．５８ＭＨｚ のカラーバ
ースト信号のみを抜き取って必要なレベルまで増幅する
。３．５８ＭＨｚ 信号発生回路２８ではＰＬＬ方式等
を用いて、バースト信号増幅回路２７から入力された３
．５８ＭＨｚ のバースト信号に周波数および位相の一
致した信号を連続的に発生する。このバースト信号は抑
圧された搬送波の基準位相に対して１８０度移相してい
るので、移相回路２９では−９０度、移相回路３０では
１８０度の移相を行い、直交した色副搬送波を再生して
乗算回路３１および３３に入力する。この乗算回路の出
力として端子３２にはＩ軸の色信号が、端子３４にはＱ
軸の色信号が復調されて出力される。（例えば、「ＮＨ
Ｋテレビ技術教科書」（上） 日本放送出版協会
１６３〜１９３ページ）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、同期検波に使用する搬送波と周波数およ
び位相が一致したパイロット信号を時分割多重で伝送す
る必要があるために、搬送波抑圧変調方式ではあるが周
期的に一定時間搬送波が発生するので、特に通信・放送
分野などで他のチャンネルへの妨害抑圧の点から送信電
力を抑えたい場合には不都合を生じるという問題点を有
していた。
うな構成では、同期検波に使用する搬送波と周波数およ
び位相が一致したパイロット信号を時分割多重で伝送す
る必要があるために、搬送波抑圧変調方式ではあるが周
期的に一定時間搬送波が発生するので、特に通信・放送
分野などで他のチャンネルへの妨害抑圧の点から送信電
力を抑えたい場合には不都合を生じるという問題点を有
していた。
【０００７】本発明は上記問題点に鑑み、同期検波に使
用するパイロット搬送波を時分割多重で伝送せずに、受
信機内でパイロット搬送波を高精度に再生し搬送波抑圧
直交振幅変調信号を復調する復調回路を提供するもので
ある。
用するパイロット搬送波を時分割多重で伝送せずに、受
信機内でパイロット搬送波を高精度に再生し搬送波抑圧
直交振幅変調信号を復調する復調回路を提供するもので
ある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明の復調回路は、搬送波抑圧直交振幅変調信号
の２つの直交する軸のベースバンド信号に、同期検波に
用いる搬送波をｎ分周した第１のパイロット信号とこの
第１のパイロット信号と１８０度位相の異なる第２のパ
イロット信号をそれぞれ挿入し、前記搬送波抑圧直交振
幅変調信号と復調器内部の電圧制御発振器の直交する２
つの出力とをそれぞれ掛け合わせた乗算結果を合成した
信号と前記電圧制御発振器出力をｎ分周した信号とを乗
算した出力で、前記電圧制御発振器を制御するという構
成を備えたものである。
めに本発明の復調回路は、搬送波抑圧直交振幅変調信号
の２つの直交する軸のベースバンド信号に、同期検波に
用いる搬送波をｎ分周した第１のパイロット信号とこの
第１のパイロット信号と１８０度位相の異なる第２のパ
イロット信号をそれぞれ挿入し、前記搬送波抑圧直交振
幅変調信号と復調器内部の電圧制御発振器の直交する２
つの出力とをそれぞれ掛け合わせた乗算結果を合成した
信号と前記電圧制御発振器出力をｎ分周した信号とを乗
算した出力で、前記電圧制御発振器を制御するという構
成を備えたものである。
【０００９】
【作用】本発明は上記した構成によって、復調器内部の
電圧制御発振器で生成された搬送波と伝送された信号の
抑圧された搬送波との位相誤差に応じて単調増加する電
圧が得られるので、これを電圧制御発振器に帰還するこ
とにより位相誤差を零にすることができる。従って、同
期検波に使用するパイロット搬送波を時分割多重で伝送
せずに、送信側で抑圧された搬送波の周波数および位相
を精度よく再生し、搬送波抑圧直交振幅変調信号を復調
することができる。
電圧制御発振器で生成された搬送波と伝送された信号の
抑圧された搬送波との位相誤差に応じて単調増加する電
圧が得られるので、これを電圧制御発振器に帰還するこ
とにより位相誤差を零にすることができる。従って、同
期検波に使用するパイロット搬送波を時分割多重で伝送
せずに、送信側で抑圧された搬送波の周波数および位相
を精度よく再生し、搬送波抑圧直交振幅変調信号を復調
することができる。
【００１０】
【実施例】以下本発明の一実施例の復調回路について、
図面を参照しながら説明する。（図１）は本発明の一実
施例における復調回路のブロック図を示すものである。 （図１）において、１は中間周波信号入力端子、２はバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、３および１２は乗算回路
、４および１３はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、５はｎ
分周回路、６は電圧制御発振器、７はホールド回路、８
はＬＰＦ、９は乗算回路、１０は合成回路、１１は９０
度移相回路、１４はＩ軸の復調信号出力端子、１５はＱ
軸の復調信号出力端子である。
図面を参照しながら説明する。（図１）は本発明の一実
施例における復調回路のブロック図を示すものである。 （図１）において、１は中間周波信号入力端子、２はバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、３および１２は乗算回路
、４および１３はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、５はｎ
分周回路、６は電圧制御発振器、７はホールド回路、８
はＬＰＦ、９は乗算回路、１０は合成回路、１１は９０
度移相回路、１４はＩ軸の復調信号出力端子、１５はＱ
軸の復調信号出力端子である。
【００１１】以上のように構成された復調回路について
、以下（図１）を用いてその動作を説明する。
、以下（図１）を用いてその動作を説明する。
【００１２】復調する搬送波抑圧直交振幅変調波は、同
期検波に用いる中間周波での搬送波周波数ω０ をｎ分
周したパイロット信号ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ） が第１
の軸のベースバンド信号に周期的に一定時間挿入され、
前記パイロット信号を１８０度移相した信号である−ｃ
ｏｓ（ω０・ｔ／ｎ） が前記第１の軸に直交する第２
の軸のベースバンド信号に前記パイロット信号と同時刻
に同時間挿入された信号であるとする。すなわち、中間
周波段におけるパイロット信号を含む時刻の搬送波抑圧
直交振幅変調波は、ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・［ｃｏｓ
（ ω０・ｔ） −ｓｉｎ（ω０・ｔ）］で表現される
。
期検波に用いる中間周波での搬送波周波数ω０ をｎ分
周したパイロット信号ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ） が第１
の軸のベースバンド信号に周期的に一定時間挿入され、
前記パイロット信号を１８０度移相した信号である−ｃ
ｏｓ（ω０・ｔ／ｎ） が前記第１の軸に直交する第２
の軸のベースバンド信号に前記パイロット信号と同時刻
に同時間挿入された信号であるとする。すなわち、中間
周波段におけるパイロット信号を含む時刻の搬送波抑圧
直交振幅変調波は、ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・［ｃｏｓ
（ ω０・ｔ） −ｓｉｎ（ω０・ｔ）］で表現される
。
【００１３】中間周波信号入力端子１には、上記した搬
送波抑圧直交振幅変調信号が入力される。入力された信
号はＢＰＦ２で帯域制限され、隣接チャンネルの信号や
雑音を除去されて乗算回路３および１２に入力される。 電圧制御発振器６では発信周波数が中間周波数に一致し
ており、位相のみがθの不確定性を有する信号ｃｏｓ（
ω０・ｔ＋θ） を周波数シンセサイザ方式を用いて出
力する。 乗算回路３ではＢＰＦ２の出力と電圧制御発振器６の出
力とが乗算されて、その出力はＬＰＦ４で帯域制限され
ベースバンド信号が出力される。このときＬＰＦ４の出
力は、（１／２）ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・（ｓｉｎ
θ＋ｃｏｓ θ）で表現される。
送波抑圧直交振幅変調信号が入力される。入力された信
号はＢＰＦ２で帯域制限され、隣接チャンネルの信号や
雑音を除去されて乗算回路３および１２に入力される。 電圧制御発振器６では発信周波数が中間周波数に一致し
ており、位相のみがθの不確定性を有する信号ｃｏｓ（
ω０・ｔ＋θ） を周波数シンセサイザ方式を用いて出
力する。 乗算回路３ではＢＰＦ２の出力と電圧制御発振器６の出
力とが乗算されて、その出力はＬＰＦ４で帯域制限され
ベースバンド信号が出力される。このときＬＰＦ４の出
力は、（１／２）ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・（ｓｉｎ
θ＋ｃｏｓ θ）で表現される。
【００１４】一方、電圧制御発振器６の出力は、９０度
移相回路１１で９０度移相されてｓｉｎ（ω０・ｔ＋θ
） となる。乗算回路１２では９０度移相された電圧制
御発振器６の出力とＢＰＦ２の出力が乗算されて、その
出力はＬＰＦ１３で帯域制限されベースバンド信号が出
力される。このときＬＰＦ１３の出力は、（１／２）ｃ
ｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・（ｓｉｎθ−ｃｏｓ θ）で表
現される。
移相回路１１で９０度移相されてｓｉｎ（ω０・ｔ＋θ
） となる。乗算回路１２では９０度移相された電圧制
御発振器６の出力とＢＰＦ２の出力が乗算されて、その
出力はＬＰＦ１３で帯域制限されベースバンド信号が出
力される。このときＬＰＦ１３の出力は、（１／２）ｃ
ｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・（ｓｉｎθ−ｃｏｓ θ）で表
現される。
【００１５】合成回路１０ではＬＰＦ４とＬＰＦ１３の
出力が合成される。合成回路１０の出力は、上述した（
１／２）ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・（ｓｉｎ θ＋ｃｏ
ｓ θ）および（１／２）ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・（
ｓｉｎ θ−ｃｏｓ θ）の和で与えられ、ｃｏｓ（ω
０・ｔ／ｎ）・ｓｉｎ θとなる。
出力が合成される。合成回路１０の出力は、上述した（
１／２）ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・（ｓｉｎ θ＋ｃｏ
ｓ θ）および（１／２）ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・（
ｓｉｎ θ−ｃｏｓ θ）の和で与えられ、ｃｏｓ（ω
０・ｔ／ｎ）・ｓｉｎ θとなる。
【００１６】また、ｎ分周回路５では、電圧制御発振器
６の出力であるｃｏｓ（ω０・ｔ＋θ） をｎ分周する
。分周出力ｃｏｓ（（ ω０・ｔ＋θ）／ｎ） は乗算
回路９に入力され、ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・ｓｉｎ
θで与えられる合成回路１０の出力と乗算される。この
乗算結果は、
６の出力であるｃｏｓ（ω０・ｔ＋θ） をｎ分周する
。分周出力ｃｏｓ（（ ω０・ｔ＋θ）／ｎ） は乗算
回路９に入力され、ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・ｓｉｎ
θで与えられる合成回路１０の出力と乗算される。この
乗算結果は、
【００１７】
【数１】
【００１８】となる。乗算器９の出力を直流領域のみを
通過させるＬＰＦ８に入力することにより、（数１）に
示されるパイロット信号の２倍の周波数成分２ω０ は
除去され、ＬＰＦ８の出力は、（１／２）・ｃｏｓ（
θ／ｎ）・ｓｉｎθとなる。
通過させるＬＰＦ８に入力することにより、（数１）に
示されるパイロット信号の２倍の周波数成分２ω０ は
除去され、ＬＰＦ８の出力は、（１／２）・ｃｏｓ（
θ／ｎ）・ｓｉｎθとなる。
【００１９】ここで搬送波は直交変調されているので、
電圧制御発振器６の出力の位相誤差θは−π／４〜π／
４の範囲にある。また端子１に入力される中間周波数と
伝送されるベースバンド信号の帯域との比は、現行地上
ＴＶとの中間周波数の共用を考慮すると１０以上になる
。パイロット信号はベースバンド信号内に挿入されるの
で、分周比ｎの条件はｎ＞１０となる。従ってｃｏｓ（
θ／ｎ）は近似的に１となり、上述した（１／２）・ｃ
ｏｓ（ θ／ｎ）・ｓｉｎθは、（１／２）ｓｉｎ θ
で近似される。
電圧制御発振器６の出力の位相誤差θは−π／４〜π／
４の範囲にある。また端子１に入力される中間周波数と
伝送されるベースバンド信号の帯域との比は、現行地上
ＴＶとの中間周波数の共用を考慮すると１０以上になる
。パイロット信号はベースバンド信号内に挿入されるの
で、分周比ｎの条件はｎ＞１０となる。従ってｃｏｓ（
θ／ｎ）は近似的に１となり、上述した（１／２）・ｃ
ｏｓ（ θ／ｎ）・ｓｉｎθは、（１／２）ｓｉｎ θ
で近似される。
【００２０】以上よりＬＰＦ８の出力は、復調器におい
て再生した搬送波（電圧制御発振器６の出力）と伝送さ
れた信号の抑圧された搬送波との位相誤差θに応じて単
調増加する電圧を発生するので、これを電圧制御発振器
６に帰還することにより位相誤差を零にすることができ
る。このとき再生された搬送波は周波数および位相が正
しく復元されるので、Ｉ軸の復調信号出力端子１４、Ｑ
軸の復調信号出力端子１５には直交するＩ，Ｑ軸のベー
スバンド信号がクロストークを起こさずに正しく分離さ
れて出力される。
て再生した搬送波（電圧制御発振器６の出力）と伝送さ
れた信号の抑圧された搬送波との位相誤差θに応じて単
調増加する電圧を発生するので、これを電圧制御発振器
６に帰還することにより位相誤差を零にすることができ
る。このとき再生された搬送波は周波数および位相が正
しく復元されるので、Ｉ軸の復調信号出力端子１４、Ｑ
軸の復調信号出力端子１５には直交するＩ，Ｑ軸のベー
スバンド信号がクロストークを起こさずに正しく分離さ
れて出力される。
【００２１】ところでパイロット信号は周期的に一定時
間バースト状に現れるので、電圧制御発振器６に帰還す
る位相誤差電圧は、パイロット信号が存在している期間
はそのまま電圧制御発振器６に印加し、パイロット信号
が存在していない期間は存在していた期間の位相誤差電
圧を保持して電圧制御発振器６に印加する必要がある。 この動作を行うのがホールド回路７である。
間バースト状に現れるので、電圧制御発振器６に帰還す
る位相誤差電圧は、パイロット信号が存在している期間
はそのまま電圧制御発振器６に印加し、パイロット信号
が存在していない期間は存在していた期間の位相誤差電
圧を保持して電圧制御発振器６に印加する必要がある。 この動作を行うのがホールド回路７である。
【００２２】（図２）はホールド回路７のブロック図で
ある。１６はコンデンサ、１７はインピーダンス変換増
幅器、１８はスイッチ回路である。パイロット信号が存
在している期間はスイッチ回路１８はオン状態となり、
ＬＰＦ８の出力はインピーダンス変換増幅器１７に入力
されるが、パイロット信号が存在していない期間はスイ
ッチ回路１８はオフ状態となり、ＬＰＦ８の出力はイン
ピーダンス変換増幅器１７に入力されない。なお、スイ
ッチ回路１８の制御はＬＰＦ４またはＬＰＦ１３の出力
からパイロット信号ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ） を狭帯域
ＢＰＦを通して検出し、その出力の有無により行う。イ
ンピーダンス変換増幅器１７は高入力インピーダンス・
低出力インピーダンスなので、スイッチ回路１８がオン
のときはコンデンサ１６を充放電しながら次段の電圧制
御発振器６を駆動する。スイッチ回路１８がオフのとき
は、オン状態の最終のＬＰＦ８の出力電圧をコンデンサ
１６が保持しており、その電圧が電圧制御発振器６に印
加される。また電圧制御発振器６の入力インピーダンス
は高いので、コンデンサ１６の放電時定数は非常に長く
、次にスイッチ回路１８がオンになるまで電圧を保持し
ておくことができる。
ある。１６はコンデンサ、１７はインピーダンス変換増
幅器、１８はスイッチ回路である。パイロット信号が存
在している期間はスイッチ回路１８はオン状態となり、
ＬＰＦ８の出力はインピーダンス変換増幅器１７に入力
されるが、パイロット信号が存在していない期間はスイ
ッチ回路１８はオフ状態となり、ＬＰＦ８の出力はイン
ピーダンス変換増幅器１７に入力されない。なお、スイ
ッチ回路１８の制御はＬＰＦ４またはＬＰＦ１３の出力
からパイロット信号ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ） を狭帯域
ＢＰＦを通して検出し、その出力の有無により行う。イ
ンピーダンス変換増幅器１７は高入力インピーダンス・
低出力インピーダンスなので、スイッチ回路１８がオン
のときはコンデンサ１６を充放電しながら次段の電圧制
御発振器６を駆動する。スイッチ回路１８がオフのとき
は、オン状態の最終のＬＰＦ８の出力電圧をコンデンサ
１６が保持しており、その電圧が電圧制御発振器６に印
加される。また電圧制御発振器６の入力インピーダンス
は高いので、コンデンサ１６の放電時定数は非常に長く
、次にスイッチ回路１８がオンになるまで電圧を保持し
ておくことができる。
【００２３】以上のように本実施例によれば、搬送波抑
圧直交振幅変調信号の２つの直交する軸のベースバンド
信号に、同期検波に用いる搬送波をｎ分周した第１のパ
イロット信号とこの第１のパイロット信号と１８０度位
相の異なる第２のパイロット信号をそれぞれ挿入し、前
記搬送波抑圧直交振幅変調信号と復調器内部の電圧制御
発振器の直交する２つの出力とをそれぞれ掛け合わせた
乗算結果を合成した信号と前記電圧制御発振器出力をｎ
分周した信号とを乗算した出力で、前記電圧制御発振器
を制御する構成とすることにより、送信側で抑圧された
搬送波の周波数および位相を精度よく再生し、前記搬送
波抑圧直交振幅変調信号を復調することができる。
圧直交振幅変調信号の２つの直交する軸のベースバンド
信号に、同期検波に用いる搬送波をｎ分周した第１のパ
イロット信号とこの第１のパイロット信号と１８０度位
相の異なる第２のパイロット信号をそれぞれ挿入し、前
記搬送波抑圧直交振幅変調信号と復調器内部の電圧制御
発振器の直交する２つの出力とをそれぞれ掛け合わせた
乗算結果を合成した信号と前記電圧制御発振器出力をｎ
分周した信号とを乗算した出力で、前記電圧制御発振器
を制御する構成とすることにより、送信側で抑圧された
搬送波の周波数および位相を精度よく再生し、前記搬送
波抑圧直交振幅変調信号を復調することができる。
【００２４】
【発明の効果】以上のように本発明は、搬送波抑圧直交
振幅変調信号の２つの直交する軸のベースバンド信号に
、同期検波に用いる搬送波をｎ分周した第１のパイロッ
ト信号とこの第１のパイロット信号と１８０度位相の異
なる第２のパイロット信号をそれぞれ挿入し、前記搬送
波抑圧直交振幅変調信号と復調器内部の電圧制御発振器
の直交する２つの出力とをそれぞれ掛け合わせた乗算結
果を合成した信号と前記電圧制御発振器出力をｎ分周し
た信号とを乗算した出力で、前記電圧制御発振器を制御
する構成とすることにより、同期検波に用いる搬送波を
時分割多重で伝送することなく、送信側で抑圧された搬
送波の周波数および位相を精度よく再生し、前記搬送波
抑圧直交振幅変調信号を復調することができる。
振幅変調信号の２つの直交する軸のベースバンド信号に
、同期検波に用いる搬送波をｎ分周した第１のパイロッ
ト信号とこの第１のパイロット信号と１８０度位相の異
なる第２のパイロット信号をそれぞれ挿入し、前記搬送
波抑圧直交振幅変調信号と復調器内部の電圧制御発振器
の直交する２つの出力とをそれぞれ掛け合わせた乗算結
果を合成した信号と前記電圧制御発振器出力をｎ分周し
た信号とを乗算した出力で、前記電圧制御発振器を制御
する構成とすることにより、同期検波に用いる搬送波を
時分割多重で伝送することなく、送信側で抑圧された搬
送波の周波数および位相を精度よく再生し、前記搬送波
抑圧直交振幅変調信号を復調することができる。
【図１】本発明の一実施例の復調回路のブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の復調回路に係るホールド回路の一実施
例におけるブロック図である。
例におけるブロック図である。
【図３】従来の復調回路のブロック図である。
１ 中間周波信号入力端子
２ ＢＰＦ
３ 乗算回路
４ ＬＰＦ
５ ｎ分周回路
６ 電圧制御発振器
７ ホールド回路
８ ＬＰＦ
９ 乗算回路
１０ 合成回路
１１ ９０度移相回路
１２ 乗算回路
１３ ＬＰＦ
１４ Ｉ軸の復調信号出力端子
１５ Ｑ軸の復調信号出力端子
Claims (1)
- 【請求項１】 同期検波に用いる搬送波に周波数およ
び位相が一致した信号をｎ分周したパイロット信号を第
１の軸のベースバンド信号に周期的に一定時間挿入し、
前記パイロット信号を１８０度移相した信号を前記第１
の軸に直交する第２の軸のベースバンド信号に前記パイ
ロット信号と同時刻に同時間挿入した搬送波抑圧直交振
幅変調信号と電圧制御発振器の出力とを掛け合わせる第
１の乗算回路と、前記電圧制御発振器の出力を９０度移
相した信号と前記搬送波抑圧直交振幅変調信号とを掛け
合わせる第２の乗算回路と、前記第１の乗算回路および
前記第２の乗算回路の出力を合成する合成回路と、前記
電圧制御発振器出力をｎ分周する分周回路と、前記合成
回路出力と前記分周回路出力とを掛け合わせる第３の乗
算回路と、前記第３の乗算回路出力を前記パイロット信
号が存在している期間はそのまま通過させ、前記パイロ
ット信号が存在していない期間は存在していた期間の電
圧を保持して、前記電圧制御発振器に制御電圧を出力す
るホールド回路とで構成することを特徴とする復調回路
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3007173A JPH04239805A (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3007173A JPH04239805A (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04239805A true JPH04239805A (ja) | 1992-08-27 |
Family
ID=11658692
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3007173A Pending JPH04239805A (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04239805A (ja) |
-
1991
- 1991-01-24 JP JP3007173A patent/JPH04239805A/ja active Pending
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