JPH0424145B2 - - Google Patents
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- JPH0424145B2 JPH0424145B2 JP17997383A JP17997383A JPH0424145B2 JP H0424145 B2 JPH0424145 B2 JP H0424145B2 JP 17997383 A JP17997383 A JP 17997383A JP 17997383 A JP17997383 A JP 17997383A JP H0424145 B2 JPH0424145 B2 JP H0424145B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- period
- voltage
- inverter
- frequency
- welding
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/06—Arrangements or circuits for starting the arc, e.g. by generating ignition voltage, or for stabilising the arc
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Plasma & Fusion (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、インバータ方式のアーク溶接電源
に係り、詳しくはアーク期間中の騒音を抑制でき
るとともに、短絡期間中のインバータ電流制御を
安定に行うことのできる溶接電源制御方法に関す
る。
に係り、詳しくはアーク期間中の騒音を抑制でき
るとともに、短絡期間中のインバータ電流制御を
安定に行うことのできる溶接電源制御方法に関す
る。
第１図、第２図は従来のアーク溶接電源の構成
例を示すブロツク図であり、第１図は位相制御電
流方式電源装置の、第２図は直流チヨツパ型電源
装置の各構成を示すものである。これらの図にお
いて、１は三相交流電源２よりスイツチ３を介し
て供給される交流電圧を変圧（降圧）する主変圧
器、４はリツプル分を除去するための平滑用リア
クトル、５はワイヤ６に直流を供給する接触子、
７はワイヤ６を繰り出すための電動機、８は溶接
母材、９はアーク、１０はワイヤ６と溶接母材８
間の電圧（溶接電圧）Vaを検出しフイードバツ
ク電圧Vfを出力する増幅器、１１は溶接電流Ｉ
の大きさを検出するためのシヤント抵抗、１２は
前記シヤント抵抗の両端電圧からフイードバツク
電流Ifを検出する一方、アーク電圧設定器１３の
設定電圧Vsを前記フイードバツク電圧Vfと、溶
接電流設定器１４の設定電流Isをフイードバツク
電流Ifと比較し制御パルスPcを出力する制御回路
である。また、第１図中、１５は制御パルスPc
によつてオン／オフされるスイツチング素子から
なる順変換器であり、第２図中、１６は整流器、
１７は制御パルスPcによつてオン／オフされる
スイツチング素子、１８は電解コンデンサ、１９
はダイオードである。
例を示すブロツク図であり、第１図は位相制御電
流方式電源装置の、第２図は直流チヨツパ型電源
装置の各構成を示すものである。これらの図にお
いて、１は三相交流電源２よりスイツチ３を介し
て供給される交流電圧を変圧（降圧）する主変圧
器、４はリツプル分を除去するための平滑用リア
クトル、５はワイヤ６に直流を供給する接触子、
７はワイヤ６を繰り出すための電動機、８は溶接
母材、９はアーク、１０はワイヤ６と溶接母材８
間の電圧（溶接電圧）Vaを検出しフイードバツ
ク電圧Vfを出力する増幅器、１１は溶接電流Ｉ
の大きさを検出するためのシヤント抵抗、１２は
前記シヤント抵抗の両端電圧からフイードバツク
電流Ifを検出する一方、アーク電圧設定器１３の
設定電圧Vsを前記フイードバツク電圧Vfと、溶
接電流設定器１４の設定電流Isをフイードバツク
電流Ifと比較し制御パルスPcを出力する制御回路
である。また、第１図中、１５は制御パルスPc
によつてオン／オフされるスイツチング素子から
なる順変換器であり、第２図中、１６は整流器、
１７は制御パルスPcによつてオン／オフされる
スイツチング素子、１８は電解コンデンサ、１９
はダイオードである。
これらの構成において、第１図の位相制御整流
方式電源装置では順変換器１５の点弧角を制御す
ることにより、また、第２図の直流チヨツパ型電
源装置ではスイツチング素子１７のオン期間を制
御することによつてアーク電圧Vaと溶接電流Ｉ
とを設定された値に維持する。
方式電源装置では順変換器１５の点弧角を制御す
ることにより、また、第２図の直流チヨツパ型電
源装置ではスイツチング素子１７のオン期間を制
御することによつてアーク電圧Vaと溶接電流Ｉ
とを設定された値に維持する。
これに対し、近年、高周波インバータを使用
し、高周波交流回路に変圧器を設置して、変圧器
の著しい小型化を図つたインバータ方式の溶接電
源装置が普及しつつある。
し、高周波交流回路に変圧器を設置して、変圧器
の著しい小型化を図つたインバータ方式の溶接電
源装置が普及しつつある。
第３図は、この種の溶接電源装置の構成例を示
すブロツク図である。図において、第１図、第２
図の各部に対応する部分には同一の符号を付して
ある。
すブロツク図である。図において、第１図、第２
図の各部に対応する部分には同一の符号を付して
ある。
この溶接電源装置の特徴は、整流器１６の出力
（直流）をインバータ２１で高周波交流（例えば
6KHz）に変換した後、変圧器２２で変圧し、再
び整流器２３で整流し、これを溶接機へ供給する
点である。この場合、溶接電圧Vaおよび溶接電
流Ｉの調節は、インバータ２１を構成するスイツ
チング素子のオン期間Toを制御することによつ
て行われる。
（直流）をインバータ２１で高周波交流（例えば
6KHz）に変換した後、変圧器２２で変圧し、再
び整流器２３で整流し、これを溶接機へ供給する
点である。この場合、溶接電圧Vaおよび溶接電
流Ｉの調節は、インバータ２１を構成するスイツ
チング素子のオン期間Toを制御することによつ
て行われる。
このような構成によれば、変圧器２２を従来の
主変圧器１よりもずつと小型化することが可能で
ある。すなわち、主変圧器１と変圧器２２の巻線
数および１次、２次電圧を一定とし、使用磁束密
度をΦ、周波数をとすれば、 Φ∝１／ ……(1) が成立する。従つて商用電源２の周波数を60Hz、
インバータ２１のスイツチング周波数（インバー
タ周波数）を6KHzとすれば、インバータ方式で
は鉄心断面積が1/100の変圧器で済むことになる。
もつとも、実際には、鉄心外形の減少に伴う巻線
数の許容限界の低下および周波数上昇による鉄心
損失の抑制のために、磁束密度Φを低く押える必
要があるため、約1/10〜1/5程度の重量軽減とな
る。また、平滑リアクトル４の鉄心断面積も同様
に1/10まで重量軽減が可能である。
主変圧器１よりもずつと小型化することが可能で
ある。すなわち、主変圧器１と変圧器２２の巻線
数および１次、２次電圧を一定とし、使用磁束密
度をΦ、周波数をとすれば、 Φ∝１／ ……(1) が成立する。従つて商用電源２の周波数を60Hz、
インバータ２１のスイツチング周波数（インバー
タ周波数）を6KHzとすれば、インバータ方式で
は鉄心断面積が1/100の変圧器で済むことになる。
もつとも、実際には、鉄心外形の減少に伴う巻線
数の許容限界の低下および周波数上昇による鉄心
損失の抑制のために、磁束密度Φを低く押える必
要があるため、約1/10〜1/5程度の重量軽減とな
る。また、平滑リアクトル４の鉄心断面積も同様
に1/10まで重量軽減が可能である。
このように、インバータ方式の溶接電源装置
は、極めて小型、軽量にすることができる反面、
アークから高周波振動音が発生し、作業環境を著
しく悪化させるという欠点があつた。これは、溶
接電流Ｉのリツプル成分（インバータ周波数の２
倍の高周波成分）がアーク脈動圧力として現われ
るためである。そして、この欠点を除去するため
には、インバータ周波数を8KHz以上とし、前記
リツプル成分の周波数を可聴周波数帯から外す
か、あるいは、リアクトル４の値を非常に大きく
してリツプル成分を軽減するか以外に方法はな
い。
は、極めて小型、軽量にすることができる反面、
アークから高周波振動音が発生し、作業環境を著
しく悪化させるという欠点があつた。これは、溶
接電流Ｉのリツプル成分（インバータ周波数の２
倍の高周波成分）がアーク脈動圧力として現われ
るためである。そして、この欠点を除去するため
には、インバータ周波数を8KHz以上とし、前記
リツプル成分の周波数を可聴周波数帯から外す
か、あるいは、リアクトル４の値を非常に大きく
してリツプル成分を軽減するか以外に方法はな
い。
ところで、リアクトル４の値を増加する方法で
は、せつかくの重量軽減効果を損つてしまうばか
りでなく、制御応答時間が低下するなどインバー
タ方式の持つ有力な長所を削減してしまうことに
なる。従つて、インバータ周波数を7.5KHz以上
にして前記高周波振動音を15KHz以上とし、人間
の耳にはほぼ聞こえないようにすることが唯一の
解決策と考えて良い。
は、せつかくの重量軽減効果を損つてしまうばか
りでなく、制御応答時間が低下するなどインバー
タ方式の持つ有力な長所を削減してしまうことに
なる。従つて、インバータ周波数を7.5KHz以上
にして前記高周波振動音を15KHz以上とし、人間
の耳にはほぼ聞こえないようにすることが唯一の
解決策と考えて良い。
しかしながら、インバータ周波数を上昇させる
と、また、新たな問題が発生する。以下、この問
題について説明する。第４図は、第３図に示すイ
ンバータ方式の溶接電源装置の要部の構成を示す
ブロツク図、第５図は同装置の各部の波形を示す
波形図である。これらの図において、インバータ
２１のスイツチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンすると
変圧器２２の１次巻線には、端子ｂから流入して
端子ａから流出するパルス状の電流（第５図イ）
が流れ、これによつて２次巻線には端子Ｃから流
出し、ダイオード２３ａ→リアクトル４→接触子
５→ワイヤ６→アーク９→溶接母材８を通つて端
子ｄに流入する溶接電流Ｉが流れる。（第５図
ニ）。また、スイツチング素子Ｓ３，Ｓ４がオン
すると、１次巻線には上記と逆方向の電流が流れ
（第５図ロ）、これによつて２次巻線には端子ｅか
ら流出してダイオード２３ｂに流れ、リアクトル
４以降上記と同じ径路を流れて端子ｄに流入する
溶接電流Ｉが流れる（第５図ニ）。また、変圧器
２２の２次巻線の両端子ｃ−ｅ間の電圧（２次電
圧）Vacは第５図ハのように正側、負側対称の交
流電圧となる。
と、また、新たな問題が発生する。以下、この問
題について説明する。第４図は、第３図に示すイ
ンバータ方式の溶接電源装置の要部の構成を示す
ブロツク図、第５図は同装置の各部の波形を示す
波形図である。これらの図において、インバータ
２１のスイツチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンすると
変圧器２２の１次巻線には、端子ｂから流入して
端子ａから流出するパルス状の電流（第５図イ）
が流れ、これによつて２次巻線には端子Ｃから流
出し、ダイオード２３ａ→リアクトル４→接触子
５→ワイヤ６→アーク９→溶接母材８を通つて端
子ｄに流入する溶接電流Ｉが流れる。（第５図
ニ）。また、スイツチング素子Ｓ３，Ｓ４がオン
すると、１次巻線には上記と逆方向の電流が流れ
（第５図ロ）、これによつて２次巻線には端子ｅか
ら流出してダイオード２３ｂに流れ、リアクトル
４以降上記と同じ径路を流れて端子ｄに流入する
溶接電流Ｉが流れる（第５図ニ）。また、変圧器
２２の２次巻線の両端子ｃ−ｅ間の電圧（２次電
圧）Vacは第５図ハのように正側、負側対称の交
流電圧となる。
ここで、１次巻線の巻数をn1、２次巻線の端子
ｃ−ｄ、ｅ−ｄ間の巻線をn2、１次電圧をＥ、溶
接回路の抵抗をＲ、そこを流れる溶接電流をＩ、
アーク電圧をVaとし、インバータ２１のスイツ
チング周期を2T、スイツチング素子のオン期間
をToとすれば（第５図参照）、定常時の式は次の
とおりである。
ｃ−ｄ、ｅ−ｄ間の巻線をn2、１次電圧をＥ、溶
接回路の抵抗をＲ、そこを流れる溶接電流をＩ、
アーク電圧をVaとし、インバータ２１のスイツ
チング周期を2T、スイツチング素子のオン期間
をToとすれば（第５図参照）、定常時の式は次の
とおりである。
n2／n1Ｅ×T0／Ｔ＝IR＋Va ……(2)
また、この種の電源ではアーク電圧Vaが15V
を切ることはまれであり、かつ回路抵抗Ｒは
10mΩ程度であるから、今、溶接電流Ｉ＝100A、
１次電圧Ｅ＝300V、n2／n1＝1/5とすると、(2)式
より、 60×T0／Ｔ＝100×10-2＋15＝16 ……(3) となり、この時T0／Ｔ＝0.27となる。そして、イ
ンバータ周波数（＝１／2T）を8KHzとすると、
Ｔ＝62.5μSであるから、オン期間T0は約17μS（＝
62.5×0.27）となる。
を切ることはまれであり、かつ回路抵抗Ｒは
10mΩ程度であるから、今、溶接電流Ｉ＝100A、
１次電圧Ｅ＝300V、n2／n1＝1/5とすると、(2)式
より、 60×T0／Ｔ＝100×10-2＋15＝16 ……(3) となり、この時T0／Ｔ＝0.27となる。そして、イ
ンバータ周波数（＝１／2T）を8KHzとすると、
Ｔ＝62.5μSであるから、オン期間T0は約17μS（＝
62.5×0.27）となる。
さて、上記スイツチング素子Ｓ１〜Ｓ４に大容
量トランジスタを使用することは、装置の低廉化
につながる重要な要素であるが、この種のトラン
ジスタのストレージタイム（オン信号除去後素子
がオフするまでの時間）は通常5μS以上ある。こ
のため、17μS程度がオン期間T0の最小値であれ
ば、ストレージタイムのばらつきによるスイツチ
ング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン期間のばらつきは問題
にならない。
量トランジスタを使用することは、装置の低廉化
につながる重要な要素であるが、この種のトラン
ジスタのストレージタイム（オン信号除去後素子
がオフするまでの時間）は通常5μS以上ある。こ
のため、17μS程度がオン期間T0の最小値であれ
ば、ストレージタイムのばらつきによるスイツチ
ング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン期間のばらつきは問題
にならない。
しかしながら、この種の電源装置においては、
電極（ワイヤ６）の溶融が第６図イ〜ヘに示すス
テツプで進行し、20〜100Hz程度の周期で同図ハ、
ニに示す短絡が発生するのが普通である。
電極（ワイヤ６）の溶融が第６図イ〜ヘに示すス
テツプで進行し、20〜100Hz程度の周期で同図ハ、
ニに示す短絡が発生するのが普通である。
さて、この短絡時に問題が発生する。すなわ
ち、(2)式において、溶接電流Ｉ＝100Aのままア
ーク電圧Va＝０になると、 T0／Ｔ＝１／60 ……(4) となり、Ｔ＝62.5μSの時、T0≒1μS程度になる。
実際には、整流器２３の電圧降下などにより、
T0＝2μS程度でよいが、トランジスタのストレー
ジタイム以内の値であることに変わりなく、たと
えこのオン期間T0を実現できたとしても、極め
てばらつきが大きく、第５図ハに示す変圧器２２
の２次電圧Vacの正側、負側が非対称となり、前
記変圧器２２の偏磁をきたす。また、オンパルス
が瞬時に出たとしても、オン期間T0が2μSより大
きくなる場合には、インバータ２１のオン／オフ
動作がいわゆる歯ぬけ状態となることもある。す
なわち、インバータ２１のスイツチング素子Ｓ
１，Ｓ２がオンし、そのオン期間T0が2μSより大
きくなると、溶接電流Ｉが増加する。そこで第３
図の制御回路１２は溶接電流Ｉを減少させる方向
に作用し、スイツチング素子Ｓ３，Ｓ４の次のオ
ンを阻止してしまうことがある。こうなると、例
えば正の半サイクル（スイツチング素子Ｓ１，Ｓ
２オン）だけが連続して発生し、変圧器２２の飽
和耐量を上げておく必要がでてくる。こうして、
オン期間T0の最小値は、トランジスタのストレ
ージタイムよりも十分に大きくとり、ストレージ
タイムのばらつきの影響を無視できる値に設定し
なければならない。
ち、(2)式において、溶接電流Ｉ＝100Aのままア
ーク電圧Va＝０になると、 T0／Ｔ＝１／60 ……(4) となり、Ｔ＝62.5μSの時、T0≒1μS程度になる。
実際には、整流器２３の電圧降下などにより、
T0＝2μS程度でよいが、トランジスタのストレー
ジタイム以内の値であることに変わりなく、たと
えこのオン期間T0を実現できたとしても、極め
てばらつきが大きく、第５図ハに示す変圧器２２
の２次電圧Vacの正側、負側が非対称となり、前
記変圧器２２の偏磁をきたす。また、オンパルス
が瞬時に出たとしても、オン期間T0が2μSより大
きくなる場合には、インバータ２１のオン／オフ
動作がいわゆる歯ぬけ状態となることもある。す
なわち、インバータ２１のスイツチング素子Ｓ
１，Ｓ２がオンし、そのオン期間T0が2μSより大
きくなると、溶接電流Ｉが増加する。そこで第３
図の制御回路１２は溶接電流Ｉを減少させる方向
に作用し、スイツチング素子Ｓ３，Ｓ４の次のオ
ンを阻止してしまうことがある。こうなると、例
えば正の半サイクル（スイツチング素子Ｓ１，Ｓ
２オン）だけが連続して発生し、変圧器２２の飽
和耐量を上げておく必要がでてくる。こうして、
オン期間T0の最小値は、トランジスタのストレ
ージタイムよりも十分に大きくとり、ストレージ
タイムのばらつきの影響を無視できる値に設定し
なければならない。
この発明は、上記の事情に鑑み、アーク期間中
の騒音を抑制でき、かつ短絡期間中のインバータ
電流の制御範囲を十分に確保することのできる溶
接電源制御方法を提供するもので、所定の間隔を
有する１対の電極に印加されるアーク電圧を検出
して該アーク電圧と所定の基準電圧とを比較し、
前記アーク電圧が前記基準電圧を越えると、アー
ク期間中であると判断し、前記スイツチング素子
のスイツチング周期を制御して、前記溶接電源の
インバータ周波数を、その２倍にした値が可聴周
波数帯以上となる値にし、また、前記アーク電圧
が前記基準電圧より低下すると、短絡期間中であ
ると判断し、前記スイツチング素子のスイツチン
グ周期を制御して、前記溶接電源のインバータ周
波数を減じることを特徴とする。なお、短絡期間
中はアーク９がないので、空気振動が発生せず、
騒音が生じない。従つて、この間、インバータ周
波数を下げてもよく、これによつてスイツチング
素子に速度の遅いものを使用することができる。
この結果、高速のスイツチング素子を並列に使用
する従来の方法に比較して信頼性とコストの面で
大いに有利となる。
の騒音を抑制でき、かつ短絡期間中のインバータ
電流の制御範囲を十分に確保することのできる溶
接電源制御方法を提供するもので、所定の間隔を
有する１対の電極に印加されるアーク電圧を検出
して該アーク電圧と所定の基準電圧とを比較し、
前記アーク電圧が前記基準電圧を越えると、アー
ク期間中であると判断し、前記スイツチング素子
のスイツチング周期を制御して、前記溶接電源の
インバータ周波数を、その２倍にした値が可聴周
波数帯以上となる値にし、また、前記アーク電圧
が前記基準電圧より低下すると、短絡期間中であ
ると判断し、前記スイツチング素子のスイツチン
グ周期を制御して、前記溶接電源のインバータ周
波数を減じることを特徴とする。なお、短絡期間
中はアーク９がないので、空気振動が発生せず、
騒音が生じない。従つて、この間、インバータ周
波数を下げてもよく、これによつてスイツチング
素子に速度の遅いものを使用することができる。
この結果、高速のスイツチング素子を並列に使用
する従来の方法に比較して信頼性とコストの面で
大いに有利となる。
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。
る。
第７図は本発明の一実施例の構成を示すブロツ
ク図であり、図において第３図、第４図の各部に
対応する部分には同一の符号を付してある。この
図において、３１はシヤント抵抗１１の両端電圧
を増幅してフイードバツク電流Ifを出力する増幅
器、３２は、フイードバツク電流Ifと設定電流−
Isとの和If−Isを積分し信号Saを出力する積分回
路である。また、３３はフイードバツク電圧Vf
と基準電圧Esを比較し、Vf＜Esのとき“Ｈ”レ
ベル、Vf＞Esのとき“Ｌ”レベルの信号Sbを出
力するコンパレータであり、３４はこの信号Sb
が“Ｌ”レベルのときに周波数0、“Ｈ”レベル
のときに周波数0／ｎの三角波Dwを出力する三
角波発生器である。さらに、３５は積分回路３２
の出力Saと三角波DWとを比較し（第８図イ）、
DW＞Saのときに“Ｈ”レベル、DW＜Saのとき
に“Ｌ”レベルを出力するコンパレータ（第８図
ロ）、３６はコンパレータ３５の出力を反転し、
スイツチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオン／オフする制
御信号Scを出力するインバータである。（第８図
ハ）。ここで制御信号ScはDW＞Saのとき“Ｌ”
レベル、DW＜Saのとき“Ｈ”レベルとなるか
ら、信号Saのレベルが下るほど制御信号Scの
“Ｌ”レベル幅が広くなり、“Ｈ”レベル幅が狭く
なる。また、スイツチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン
期間T0は制御信号Scの“Ｈ”レベル幅とほぼ一
致するから、オン期間T0は、フイードバツク電
流Ifが上がり、信号Saのレベルが下ると短かくな
る方向に制御される。
ク図であり、図において第３図、第４図の各部に
対応する部分には同一の符号を付してある。この
図において、３１はシヤント抵抗１１の両端電圧
を増幅してフイードバツク電流Ifを出力する増幅
器、３２は、フイードバツク電流Ifと設定電流−
Isとの和If−Isを積分し信号Saを出力する積分回
路である。また、３３はフイードバツク電圧Vf
と基準電圧Esを比較し、Vf＜Esのとき“Ｈ”レ
ベル、Vf＞Esのとき“Ｌ”レベルの信号Sbを出
力するコンパレータであり、３４はこの信号Sb
が“Ｌ”レベルのときに周波数0、“Ｈ”レベル
のときに周波数0／ｎの三角波Dwを出力する三
角波発生器である。さらに、３５は積分回路３２
の出力Saと三角波DWとを比較し（第８図イ）、
DW＞Saのときに“Ｈ”レベル、DW＜Saのとき
に“Ｌ”レベルを出力するコンパレータ（第８図
ロ）、３６はコンパレータ３５の出力を反転し、
スイツチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオン／オフする制
御信号Scを出力するインバータである。（第８図
ハ）。ここで制御信号ScはDW＞Saのとき“Ｌ”
レベル、DW＜Saのとき“Ｈ”レベルとなるか
ら、信号Saのレベルが下るほど制御信号Scの
“Ｌ”レベル幅が広くなり、“Ｈ”レベル幅が狭く
なる。また、スイツチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン
期間T0は制御信号Scの“Ｈ”レベル幅とほぼ一
致するから、オン期間T0は、フイードバツク電
流Ifが上がり、信号Saのレベルが下ると短かくな
る方向に制御される。
このような構成において、溶接電流Ｉが増加
し、フイードバツク電流Ifが設定電流Isより大き
くなると、上述した過程でオン期間T0が短絡さ
れ、溶接電流Ｉが減少する。一方、溶接電流Ｉが
減少すると、上と逆の制御によつてオン期間T0
が増加し、溶接電流Ｉが増加する。こうして、溶
接電流Ｉが所定の値に維持される。
し、フイードバツク電流Ifが設定電流Isより大き
くなると、上述した過程でオン期間T0が短絡さ
れ、溶接電流Ｉが減少する。一方、溶接電流Ｉが
減少すると、上と逆の制御によつてオン期間T0
が増加し、溶接電流Ｉが増加する。こうして、溶
接電流Ｉが所定の値に維持される。
次に、ワイヤ６と溶接母材８とが分離してお
り、アーク９が存在する場合（アーク期間；第６
図イ，ロ，ホ，ヘ）は、アーク電圧Vaがある一
定値より大きいためフイードバツク電圧Vfも基
準電圧Esより大となる。このため、コンパレー
タ３３の出力Sbが“Ｌ”レベルとなり、三角波
発生器３４からは周波数0（＞7.5KHz）の三角波
DWが出力され、この三角波DWよつて上述した
電流制御が行われる。従つて、溶接電流Ｉのリツ
プル成分の周波数20は15KHz以上となり、これ
によつてアーク９から発生する高周波振動音は人
間の耳にほぼ聞こえないものとなる。
り、アーク９が存在する場合（アーク期間；第６
図イ，ロ，ホ，ヘ）は、アーク電圧Vaがある一
定値より大きいためフイードバツク電圧Vfも基
準電圧Esより大となる。このため、コンパレー
タ３３の出力Sbが“Ｌ”レベルとなり、三角波
発生器３４からは周波数0（＞7.5KHz）の三角波
DWが出力され、この三角波DWよつて上述した
電流制御が行われる。従つて、溶接電流Ｉのリツ
プル成分の周波数20は15KHz以上となり、これ
によつてアーク９から発生する高周波振動音は人
間の耳にほぼ聞こえないものとなる。
一方、ワイヤ６と溶接母材８とが短絡し、アー
ク９が存在しない短絡期間（第６図ハ，ニ）中
は、アーク電圧Vaが０となるので、すでに(2)〜
(4)式で説明したように、溶接電流Ｉを設定電流Is
に保持するためには、スイツチング素子Ｓ１〜Ｓ
４のオン期間T0をスイツチング周期2Tに対して
極めて短かくしなければならない。そこで、本実
施例においては、オン期間T0を短縮する代りに
スイツチング周期2Tを延ばしている。こうして
も、短絡期間中は高周波振動音が発生しないの
で、騒音は発生しない。
ク９が存在しない短絡期間（第６図ハ，ニ）中
は、アーク電圧Vaが０となるので、すでに(2)〜
(4)式で説明したように、溶接電流Ｉを設定電流Is
に保持するためには、スイツチング素子Ｓ１〜Ｓ
４のオン期間T0をスイツチング周期2Tに対して
極めて短かくしなければならない。そこで、本実
施例においては、オン期間T0を短縮する代りに
スイツチング周期2Tを延ばしている。こうして
も、短絡期間中は高周波振動音が発生しないの
で、騒音は発生しない。
さて、短絡が生じ、フイードバツク電圧Vf＜
基準電圧Esとなると、コンパレータ３３の出力
Sbが“Ｈ”レベルになり、三角波発生器３４か
らは周波数0／ｎの低周波数三角波DWが出力さ
れ、この三角波DWによつて上述した電流制御が
行われる。この場合、周波数0／ｎは次のように
して決定される。
基準電圧Esとなると、コンパレータ３３の出力
Sbが“Ｈ”レベルになり、三角波発生器３４か
らは周波数0／ｎの低周波数三角波DWが出力さ
れ、この三角波DWによつて上述した電流制御が
行われる。この場合、周波数0／ｎは次のように
して決定される。
(1) スイツチング素子（トランジスタ）Ｓ１〜Ｓ
４のストレージタイムを考慮し、使用スイツチ
ング素子で実現できる最小のオン期間T0minを
決定する。
４のストレージタイムを考慮し、使用スイツチ
ング素子で実現できる最小のオン期間T0minを
決定する。
(2) 次に、最小の溶接電流Ｉを出力するときのオ
ン期間T0が前記最小値T0min以上となるよう
に、(4)式を用いて時間Ｔを求め、これから周波
数0／ｎ（＝１／2T）を求める。
ン期間T0が前記最小値T0min以上となるよう
に、(4)式を用いて時間Ｔを求め、これから周波
数0／ｎ（＝１／2T）を求める。
こうして求めた周波数0／ｎによつてスイツチ
ング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御すれば、短絡期間には
安定した電流制御を行うことができる。
ング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御すれば、短絡期間には
安定した電流制御を行うことができる。
以上説明したように、この発明では、所定の間
隔を有する１対の電極に印加されるアーク電圧を
検出して該アーク電圧と所定の基準電圧とを比較
し、前記アーク電圧が前記基準電圧を越えると、
アーク期間中であると判断し、前記スイツチング
素子のスイツチング周期を制御して、前記溶接電
源のインバータ周波数を、その２倍にした値が可
聴周波数帯以上となる値にし、前記アーク電圧が
前記基準電圧より低下すると、短絡期間中である
と判断し、前記スイツチング素子のスイツチング
周期を制御して、前記溶接電源のインバータ周波
数を減じてインバータ電流を安定に制御できるよ
うにしたので、溶接電流のリツプル成分による高
周波振動音を人間の耳に聞こえなくすることがで
きるとともに、インバータに使用するスイツチン
グ素子に速度の遅いものを使用することができ、
信頼性の向上と低廉化とを図ることができる。
隔を有する１対の電極に印加されるアーク電圧を
検出して該アーク電圧と所定の基準電圧とを比較
し、前記アーク電圧が前記基準電圧を越えると、
アーク期間中であると判断し、前記スイツチング
素子のスイツチング周期を制御して、前記溶接電
源のインバータ周波数を、その２倍にした値が可
聴周波数帯以上となる値にし、前記アーク電圧が
前記基準電圧より低下すると、短絡期間中である
と判断し、前記スイツチング素子のスイツチング
周期を制御して、前記溶接電源のインバータ周波
数を減じてインバータ電流を安定に制御できるよ
うにしたので、溶接電流のリツプル成分による高
周波振動音を人間の耳に聞こえなくすることがで
きるとともに、インバータに使用するスイツチン
グ素子に速度の遅いものを使用することができ、
信頼性の向上と低廉化とを図ることができる。
第１図は従来の位相制御電流方式電源装置の、
第２図は従来の直流チヨツパ型電源装置の各構成
を示すブロツク図、第３図は従来のインバータ方
式の溶接電源装置の構成を示すブロツク図、第４
図は同溶接電源装置の要部の構成を示すブロツク
図、第５図イ〜ニは同溶接電源装置の各部の波形
を示す波形図、第６図は溶接過程におけるアーク
期間と短絡期間を説明するための図で、同図イ，
ロ，ホ，ヘはアーク期間、同図ハ，ニは短絡期間
を示す図、第７図は本発明の一実施例の構成を示
すブロツク図、第８図イ〜ハは同実施例の要部の
波形を示す波形図である。 ２１……インバータ、Ｓ１〜Ｓ４……スイツチ
ング素子、0，0／ｎ……インバータ周波数、T0
……オン期間。
第２図は従来の直流チヨツパ型電源装置の各構成
を示すブロツク図、第３図は従来のインバータ方
式の溶接電源装置の構成を示すブロツク図、第４
図は同溶接電源装置の要部の構成を示すブロツク
図、第５図イ〜ニは同溶接電源装置の各部の波形
を示す波形図、第６図は溶接過程におけるアーク
期間と短絡期間を説明するための図で、同図イ，
ロ，ホ，ヘはアーク期間、同図ハ，ニは短絡期間
を示す図、第７図は本発明の一実施例の構成を示
すブロツク図、第８図イ〜ハは同実施例の要部の
波形を示す波形図である。 ２１……インバータ、Ｓ１〜Ｓ４……スイツチ
ング素子、0，0／ｎ……インバータ周波数、T0
……オン期間。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 短絡をともなうアーク溶接を行なう際に、該
アーク溶接電流および電圧を所定のスイツチング
素子のスイツチング周期によつて制御するインバ
ータ方式を用いた溶接電源制御方法において、 所定の間隔を有する１対の電極に印加されるア
ーク電圧を検出して該アーク電圧と所定の基準電
圧とを比較し、 前記アーク電圧が前記基準電圧を越えると、ア
ーク期間中であると判断し、前記スイツチング素
子のスイツチング周期を制御して、前記溶接電源
のインバータ周波数を、その２倍にした値が可聴
周波数帯以上となる値にし、 また、前記アーク電圧が前記基準電圧より低下
すると、短絡期間中であると判断し、前記スイツ
チング素子のスイツチング周期を制御して、前記
溶接電源のインバータ周波数を減じることを特徴
とする溶接電源制御方法。 ２ 前記短絡期間中は、前記スイツチング素子の
オン期間を、該スイツチング素子の最小オン期間
値以上としたことを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の溶接電源制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17997383A JPS6072672A (ja) | 1983-09-28 | 1983-09-28 | 溶接電源制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17997383A JPS6072672A (ja) | 1983-09-28 | 1983-09-28 | 溶接電源制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6072672A JPS6072672A (ja) | 1985-04-24 |
| JPH0424145B2 true JPH0424145B2 (ja) | 1992-04-24 |
Family
ID=16075214
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17997383A Granted JPS6072672A (ja) | 1983-09-28 | 1983-09-28 | 溶接電源制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6072672A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9013056B2 (en) | 2012-02-22 | 2015-04-21 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Backup power source device and automobile equipped with same |
-
1983
- 1983-09-28 JP JP17997383A patent/JPS6072672A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9013056B2 (en) | 2012-02-22 | 2015-04-21 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Backup power source device and automobile equipped with same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6072672A (ja) | 1985-04-24 |
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