JPS6072672A - 溶接電源制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、インバータ方式のアーク溶接電源に係り、
詳しくはアーク期間中の騒音を抑制できるとともに、短
絡期間中のインバータ１（流制御を安定に行うことので
きる溶接電源制御方法に関する。

第１図、第２図は従来のアーク溶接電源の構成例を示す
ブロック文であり、第１図は位相制御［１流力式屯源装
置の、第２図は直流チョッパ型電源装置の各構成を示す
ものである。これらの図において、１は三相交流電源２
よりスイッチ３を介して供給される交流電圧を変圧（降
圧）する主変王器、４けリップル分を除去するための平
滑用リアクトル、５はワイヤ６に直流を供給する接触子
、７はワイヤ６を繰り出すためのｍ　？ＪＩ機、８は溶
接母材、９はアーク、１０はワイヤ６と溶接母材８ｊ■
の電圧（溶接電圧）　Ｖ　ａを検出しフィードバックｍ
圧ｖｆを出力する増幅器、１１は溶接電流■の大きさを
検出するためのシャント抵抗、１２は前記シャント抵抗
の両端電圧からフィードバック電流Ｆを検出する一方、
アーク電圧設定器１３の設定電圧■８を前記７、イード
バック［）電圧Ｖｒと、溶接電流設定器１４の設定亀流
工８をフィードバックＭＥ流工ｆと比較し制御パルスＰ
ｃを出力する制御回路である。また、第１図中、１５は
制御パルスＰｃによってオン／ネフされるスイッチング
末子からなる順変換器であり、第２図中、１６は整流器
、１７は制御パルスｐｃによってオン／オフされるスイ
ッチング素子、１８は電解コンデンサ、１９はダイオー
ドである〇 これらの構成において、第１図の位相制御整流方式電源
装置では順変換器１５の点弧角を制御することにより、
また、第２図の直流チョッパ型屯源装置ではスイッチン
グ素子１７のオン期間を制御することによってアーク電
圧Ｖａと溶接ｍ流Ｉとを設定された値に維持する。

これに対し、近年、高周波インバータを使用し、高周波
交流回路−変圧器を設−置して、変圧器の著しい小型化
を図ったインバータ方式の溶接ｍ源装置が普及しつつあ
る。

第６図は、この種の溶接電源装置の構成例を示すブロッ
ク図である。図において、第１図、＠２図の各部に対応
する部分には同一の符号を付しである。

この溶接化源装ｆｉｔの特徴は、整流器１６の出力（直
流）をインバータ２１で高周波交流（例えば６ＫＨｚ）
に変喚した後、変圧器２２で変ＩＦＬ、再び整流器２３
で整流し、これを溶接機へ供給する点である。この場合
、溶接電圧Ｖａおよび溶接ｍ流Ｉの調節は、インバータ
２１をｈ′４成するスイッチング素子のオン期間Ｔｏを
制御することによって行われる。

このような構成によれば、変ＩＥｔＥ器２２を従来の主
変圧器１よりもずっと小型化することが可能である。す
なわち、主変圧器１と変圧器２２の巻線数および１次、
２次電圧を一定とし、使用磁束密度をΦ、周波数をｆと
すれば、 Φ“了　・・・・・・ｆｉｌ が成立する。従って商用電源２の周波数を６０１１ｚ、
インバータ２１のスイッチング周波数（インバータ周波
＠）を６ＫＦＩｚとすれば、インバータ方式では鉄心断
面積が１／１００の変圧器で済むことになる。

もつとも、実際には、鉄心外形の減少に伴う巻線数の許
容限界の低下および周波微上昇による鉄心損失の抑制の
ために、硼＠密度Φを低く押える必要があるため、約１
／１０〜１７５程度の重量軽減となる。甘た、平滑リア
クトル４の鉄心断面積も同様に１／１０程度まで重量軽
減が可能である。

このように、インバータ方式の溶接ｍ源装置は、極めて
小型、軽量にすることができる反面、アークから高周波
振動音が発生し、作業環境を著しく悪化させるという欠
点があった。これは、溶接ｍ流■のリップル成分（イン
バータ周波数の２倍の高周波成分）がアーク脈動圧力と
して現われるためである。そして、この欠点を除失する
ためには、インバータ周波数を８ＫＨｚ以上とし、前記
リップル成分の周波数を可聴周波数帯から外すか、ある
いけ、リアクトル４の値を非常に大きくしてリップル成
分を軽減するか以外に方法はない。

ところで、リアクトル４の値を増加する方法で方式の持
つ有力な長所を削減してしまうことになる。従って、イ
ンバータ周波数を７５ＫＨｚ以上にして前記高周波振動
音を１５ＫＩＩｚ以上とし、人間の耳にはほぼ聞こえな
いようにすることが唯一の解決策と考えて良い。

しかしながら、インバータ周波数を上昇させると、また
、新たな問題が発生する。以下、この問題について説明
する。第４図は、第３図に示すインバータ方式の溶接Ｗ
Ｌ源装Ｕの要部の構成を示す２１のスイッチング素子Ｓ
１、Ｓ２がオンすると変圧器２２の１次巻線には、端子
すから流入して端子ａから流出するパルス状の電流（第
５図（イ））が流れ、これによって２次巻線には端子Ｃ
から流出し、ダイオード２３ａ→リアクトル４→接触子
５→ワイヤ６→アーク９→溶接母材８全通って端子ｄに
流入する溶接電流Ｉが流れる（・薫５図に））。

また、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がオンすると、１次
巻線には上記と逆方向の電流が流れ（第５１ｍ（ロ））
、これによって２次巻線には端子ｅから流出してダイオ
ード２３ｂに流れ、リアクトル４以降上記と同じ径路を
流れて端子ｄに流入する溶接ｌｔ流Ｉが流れる（第５図
に））。また、変圧器２２の２次巻線の両端子Ｃ−０間
の電圧（２次屯圧）■ａａは第５図（ハ）のように正側
、負側対称の交流ｍｍとなる。

ここで、１次巻線の巻数を和、２次巻線の端子Ｏｄｓｅ
　ｄ間の巻線をＲ７，１次亀圧をＥ、溶接回路の抵抗を
Ｒ１そこを流れる溶接電流を工、アーク電工をＶａとし
、インバータ２１のスイッチング周期を２Ｔ、スイッチ
ング素子のオン期間をＴｏとすれば（第５ｍｅ照）、定
常時の式は次のとおりである。

−”’　Ｅ　Ｘ　−”−＝　Ｍ　Ｒ＋Ｖ　ａ　−・・・
・・ｆ２＋ｎ、　Ｔ また、この種のｒ［源ではアーク電圧Ｖａが１５Ｖを切
ることはまれであり、かつ回路抵抗Ｒは１０ｍΩ程度で
あるから、今、溶接電流■＝１０ＯＡ、１次亀圧Ｅ−３
００■、Ｒ２／　ｎｌ　””　１　／　５と１−ると、
（２）式より、 ６０Ｘ　−Ｆ−ｖ　＝１００Ｘ１　ｏ−２＋１５＝１６
　・・・・・・（３）となり、この時Ｔ。／’ｌ’−０
，２７となる。そして、インバータ周波数ｆ　（＝　ｊ
／２　Ｔ　）を８Ｋｉｌｚとすると、Ｔ−６２，５メｔ
Ｓであるから、オン期間Ｔｏは約１７μＳ　（＝　１５
２．５Ｘ０．２７　）となる。

さて、上記スイッチング素子８１〜８４に大容量トラン
ジスタを使用することは、装置δの低廉化につながる重
要な要朱であるが、この積のトランジスタのストレージ
タイム（オン信９ｉ除央後素子がオフするまでの時間）
は通常５　ｔｈ　３以上ある。

このため、１７μｓ程度がオン期間Ｔ。の最小値であれ
ば、ストレージタイムのばらつきによるスイッチング素
子８１〜Ｓ４のオン期間のばらつきは問題にならない。

しかしながら、このｊｌｉの電＋　ｉＩ２”、Ｊ、；　
ｉｉ’７においては、電極（ワイヤ６）の溶融が２３＜
　６　ｔ’ｌＪ（イ）〜（へ）に示すステップで進行し
、２０〜１ｏｏＨｚｆ’ｄ度の周期で同図（ハ）、に）
に示す短絡が発生するのが普通である。

さて、この短絡時に間碩が発生す葛。すなわち、（２）
式において、溶接電流Ｉ＝１０ＯＡの寸まアークｍ圧Ｖ
　ａ　＝　０になると、 となり、Ｔ’＝　６２．５μｓの時、Ｔｏ−Ｆ１μｓ程
度になる。実際には、整流器２３の電圧降下などにより
、Ｔｏ＝２μｓ程度でよいが、トランジスタのストレー
ジタイム以内の値であることに変わりなく、たとえこの
オン期間Ｔ。を実現できたとしても、極めてばらつきが
大きく、第５図ｅつに示す変圧器２２の２次亀圧Ｖ　ａ
　ｃの正側、負（：」１が非対称となり、前記変圧器２
２の偏磁をきたす。また、オンパルスがしｔ時に出たと
しても、オン期間Ｔ。

が２μｓより大きくなる場合には、インバータ２１のオ
ン／オフ動作がいわゆる歯ぬけ状態となることもある。

すなわち、インバータ２１のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ
２がオンし、そのオン期間Ｔｏが２μｓより大きくなる
と、溶接電流工が増加する。そこで第３図の制御回路１
２は溶接電流Ｉを減少させる方向に作用し、スイッチン
グ素子Ｓ３、Ｓ４の次のオンを阻止してしまうことがあ
る。こうなると、例えば正の半サイクル（スイッチング
素子Ｓ１．８２オン）だけが連続して発生し、変圧器２
２の飽和耐量を上げておく必要がでてくる。こうして、
オン期間Ｔ、の最小値は、トランジスタのストレージタ
イムよりも十分に大゛、キくとり、ストレージタイムの
ばらつきの影響を無視できる値に設定しなければがらな
い。

この発明は、上記の事情に濫み、アーク期間中の騒音を
抑制でき、かつ短絡期ＩＩＨ中のインバータ電流の制御
範囲を十分に確保するととのできる溶接電源制御方法を
提供するもので、アーク期間中はインバータ周波数の２
倍が可聴同波数帯を超えるようにし、短絡期間中は前記
インバータ周波数を城しインバータ電流を安定に制御で
きるようにしたことを特徴とする。なお、短絡明間中は
アーク９がないので、空気ｆ％　ｕノが発生せず、騒音
が生じない。従って、この間、インバータ周波数を下げ
てもよく、これによってスイッチングｇ子に速度の遅い
ものを使用することができる。この結果、高速のスイッ
チング素子を並列に使用する従来の方法に比軸して信頼
性とコストの面で大いに有利となる。

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第７図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
り、図において第３図、第４図の各部に対応する部分に
は同一の符号を付しである。この１ｉＷ［おいて、３１
はシャント抵抗１１の両＠電圧を増幅してフィードバッ
ク電流Ｉｆを出力する増幅器、３２ば、フィードバック
電流Ｉでと設定電流−Ｉｓとの和工ｆ−■ｓを積分し信
号Ｓａを出力する積分回′路である。また、３３はフィ
ードバック￥に圧Ｖｔと基帛尼圧Ｅ８を比較し、Ｖｆ＜
Ｅｓのトキ″Ｈルベル、Ｖｆ）Ｅ８のとき″Ｌ″レベル
の信号Ｓｂを出力するコンパレータであり、３４けこの
信号Ｓｂがｌ　Ｌ　Ｐルベルのときに周波ｉｆ。、″Ｈ
″レベルのときに周波＠　ｆ　ｏ　／　ｎの三角波１）
ｗを出力する三角波発生器である。さらに、３５け積分
回路３２の出力Ｓａと三角波ＤＷとを比較しく第８図（
イ））　、ＤＷ＞Ｓ　ａのときに′″Ｈ“レベル、ＤＷ
＜Ｓａのトキニ″Ｌ″レヘ／ｌ／を出力するコンパレー
タ（第８図（ロ））、３６はコンパレータ３５の出力を
反転し、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオン／オフする
ｆｆｒ［Ｉ　？ｍ信号Ｓｃを出力するインバータである
（第８図（ハ））。ここで制御信号ＳｃけＤＷ＞Ｓａの
とき”Ｌ″レベルＤ　Ｗ＜　Ｓ　ａのとき”Ｈ″レベル
なるから、信号Ｓａのレベルが下るほど制御信号Ｓｃの
６Ｌ”レベル幅が広くなり、。Ｈ”レベル幅が狭くなる
。

また、スイッチング素子Ｓｌ〜Ｓ４のオン期間ＴｏＦｉ
制御信号Ｓｃの″Ｈルベル幅とほぼ一致するから、オン
期間Ｔ。は、フィードバック電流■ｆが上り、信号Ｓａ
のレベルが下ると短か〈々る方向に制御される。

このような構成において、溶接）ｒＵ流Ｉが増加し、フ
ィードバックＦｆＫ流Ｉｆが設定１イ流Ｉ８より大きく
なると、上述した過程でオン期間Ｔ。が短絡され、溶接
電流Ｉが減少する。一方、溶接Ｔｆｌ流■が減少すると
、上と逆の制御によってオン期間Ｔ。

が増加し、溶接亀流工が増加する。こうして、溶接電流
Ｉが所定の値に維持される。

次に、ワイヤ６と溶接母材８とが分ぎＬしており、アー
ク９が存在する場合（アーク期間；第６図（イ）、（時
、（巾、（へ））は、アーク電圧Ｖ＆がある一定値より
大きいためフィードバック電圧Ｖｔも基漁電圧Ｅｓより
大となる。このため、コンパレータ３３の出力Ｓｂが″
Ｌ″レベルとなり、三角波発生器３４からは周波数で。

（＞７．５　ＫＨｚ　）の三角波ＤＷが出力され、この
三角波ＤＷによって上述した電流制御が行われる。従っ
て、溶接准流工のリップル成分の周波数２ｆｏはｊ５Ｉ
（Ｈｚ以上となり、これによってアーク９から発生する
高周波振動音は人間の耳には＃ｙ聞こえないものとなる
。

一方、ワイヤ６と溶接母材８とが短絡し、アーク９が存
在しない短絡期間（第６図（ハ）、に））中は、アーク
電圧Ｖａが０となるので、すでに（２）〜（４）式で説
明したように、溶接電流■を設定ｍ流Ｉ８に保持するた
めには、スイッチング素子５ｌ−８４のオン期間Ｔ。を
スイッチング周期２Ｔに吋して極めて短かくしなければ
ならない。そこで、本実施例においては、オン期間Ｔ。

を短〃する代りにスイッチング周期２Ｔを延ばしている
。こうしても、短絡期間中は高周波振動音が発生゛しな
いので、騒音は発生しない。

さて、短絡が生じ、フィードバック電圧■ｆ〈基部Ｆ１
４ＦＥＥｓとなると、コンパレータ３３の出力Ｓｂが”
　Ｔ−ｒ″レベルなり、三角波発生器３４からは周波数
で。／ｎの低周波数三角波ＤＷが出力され、との三角波
ＤＷによって上述した電流制御が行われる。この場合、
周波数で。／　ｎ　１４次のようにして決定される。

（１）　スイッチング素子（トランジスタ）Ｓｌ−Ｓ４
のストレージタイムを考慮し、使用スイッチング素子で
実現できる最小のオン期間Ｔ。ｍｉｎを決定する。

（２）次に、最小の溶接亀流工を出力するときのオン期
間Ｔ。が前記最小値Ｔ。ｍｉｎ以上となるように、（４
）式を用いて時間Ｔをめ、これから周波数ｆ。／　ｎ　
（＝　１　／　２　Ｔ　ｌをめる。

こうしてめた周波数ｆ。／２１によってスイッチング素
子８１〜Ｓ４を制御すれば、短絡期間にば安定した主流
制御を行うことができる。

以上説明したようにこの発明は、アーク期間中はインバ
ータ周波数の２倍が可聴周波数帯を超えるようにし、短
絡期間中は前記インバータ周波数を減じてインバータ電
流を安定に制御できるようにしたので、溶接電流のリッ
プル成分による高周波振動音を人間の耳に聞こえなくす
ることができるとともに、インバータに使用するスイッ
チング素子に速度の遅いものを使用することができ、信
頼性の向上と低順化とを図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の位相制御電流方式電源装置の、第２図は
従来の直流チョッパ型罠源装置の各構成を示すブロック
ｌｉｄ、第３１３］は従来のインバータ方式の溶接電源
装置の構成を示すブロック図、第４図は同溶接亀源装詮
の要部の構成を示すブロック図、第５図（イ）〜に）は
同溶接町源装置の各部の波形を示す波形図、＠６図は溶
接過程におけるアーク期間と短絡期間を説明するための
図で、同図ピ）、（２））、（ホ）、（へ）はアーク期
間、同図（ハ）、に）は短絡期間を示す図、第７図は本
発明の一実篭例のｔ！ｌｌ或を示すブロック図、第８図
（イ）〜（ハ）は同実侑゛例の要ＩＡこの波形を示す波
形図である。 ２１・・・・・インバータ、Ｓ１〜Ｓ４・・・・・スイ
ッチング紫子、ｆｏ　ｓ　ｆｏ／ｎ・・・・・インバー
タ周波数、Ｔ。 ・・・・・オン期間。 出願人　神現亀　機株式会社 代理人　弁理士　志　賀　正　武　・

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　短絡をともなうアーク溶接に使用するインバータ
   方式の溶接電源において、アーク期間中はインバータ周
   波数の１，２倍が可１’＠［波数帯以上とｋるインバー
   タ周波数とし、短絡期間中は前記インバータ周波数を減
   じることを特徴とする溶接電源制御方法。 ２　前記インバータのスイッチング素子のオン期間を所
   定の最小値以上としたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の溶接電源制御方法。