JPH04247732A - 周波数分割多重信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は周波数分割多重信号処理
装置に係わり、特に周波数分割多重信号の任意のチャネ
ルの信号を分離したり、信号を任意のチャネルに多重し
たりする、周波数分割多重信号の分離多重処理装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル信号処理では、多重信号を扱
うことが多く、多重信号処理には、頻繁に標本化周波数
の変換を必要とする。また、多重処理の方法として、時
分割多重や周波数分割多重等があり、信号の分離，多重
操作に伴い、フィルタ処理が多数必要となる。また、標
本化周波数変換そのものも、信号の折り返しを防ぐため
、折り返し除去フィルタが必要である。このように、デ
ィジタル信号処理で、周波数多重信号を扱う場合、標本
化周波数変換とフィルタ処理が、同時に必要となる事が
多い。

【０００３】ところで、従来は標本化周波数の変換を行
う場合、標本化周波数の比を２のべき乗に選び、設計す
ることが多かった。しかし、このように選択できない場
合には、標本化周波数の比を任意にせざるを得ない。こ
うすると、標本化周波数の変換の前後で、共通の標本化
周波数は、最小公倍数の周波数となり、一般には非常に
高い周波数となり、実現不可能な場合が多かった。

【０００４】この補間を時変係数フィルタで行い、標本
化周波数の比が簡単な整数比とならない場合でも標本化
周波数の変換を可能とした方式に、特願昭６１−１５６
３３　号に述べられた補間方式がある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ディジタル信号処理を
用いた周波数分割多重信号処理を行う場合、上述したよ
うに標本化周波数の変換とフィルタ処理が不可欠である
。

【０００６】標本化周波数の変換を行う場合、所望の信
号成分以外の信号が発生する。すなわち標本化定理によ
れば、標本化信号は、標本化周波数の１／２までの周波
数成分を折り返した信号スペクトルを持つ。従って、標
本化周波数を上げる場合には、高調波の発生が生じ、標
本化周波数を下げる場合には折り返し現象が生ずる。後
者の場合には、標本化周波数を変換した後では取り除く
ことが出来ない、いわゆる折り返し歪を生ずる。したが
って、標本化周波数を下げる場合には、折り返し除去フ
ィルタが必須である。このことは上記従来技術のどの方
式を用いても同じであり、ハードウェアが増える欠点を
持っていた。

【０００７】さらに、標本化周波数変換に伴うフィルタ
処理は、標本化周波数の高い方で処理する必要があり、
フィルタの動作標本化周波数が高くなり、設計が困難と
なる問題点があった。

【０００８】本発明の目的は、ディジタル信号処理によ
る周波数分割多重信号の分離、多重処理を行う場合のよ
うに、標本化周波数の変換とフィルタ処理が、同時に必
要となる信号処理に最適な周波数分割多重信号処理装置
を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、従来技術で述べた時変係数フィルタを用いた補間方
式を用い、そのフィルタ係数に変形を施し、帯域通過フ
ィルタ作用を兼用させる。まず時変係数フィルタによる
補間方式について説明する。

【００１０】標本化定理によれば、図３に示したように
、周期Ｔ１　で標本化されたデ−タ列ｆ（ｎＴ１）（黒
丸で示す）から、元の時間関数ｆ（ｔ）は、Ｓｉｎｃ（
ｔ）＝ｓｉｎｔ／ｔを用いて

【００１１】

【数１】

【００１２】と表すことができる。ここでτ＝ｔ／Ｔ１
　は出力時刻ｔをＴ１周期で計ったときの端数、Ｓｃ（
ｎ，τ）＝ｓｉｎ｛π（τ＋ｎ）｝／（τ＋ｎ）である
。数１は離散デ−タｆｎ＝ｆ（ｎＴ１）の一次結合で時
刻ｔのデ−タ値を予測するとき、結合係数Ｓｃ（ｎ，τ
）はｔの関数となることを示している。時変係数Ｓｃ（
ｎ，τ）はｔ＝ｎＴ１で１、ｔ＝ｍＴ１（ｍ≠ｎ，ｍ，
ｎは整数）で０となる性質を持つ関数であり、数１のＳ
ｉｎｃ（ｔ）や、数値解析で用いられるＬａｇｒａｎｇ
ｅの補間多項式など、いろいろな関数が知られている。

【００１３】また数１は、有限個のデータＮで近似する
と、補間値ｆ（ｔ）は、時変係数Ｓｃ（ｎ，τ）をもつ
非巡回型（ＦＩＲ）フィルタの出力として得られること
を示している。このことから補間（あるいは標本化周波
数変換）は、時変係数フィルタによりハードウェアとし
て実現できることが分かる。図３では、出力時刻ｔの周
辺の４個のデータ（ｆ−１，ｆ０，ｆ１，ｆ２）から、
補間出力値ｆ（τ）（白丸で示す）を求める例を示す。

【００１４】以上の原理に基づくディジタル補間器のハ
ードウェア構成を図４に示す。図４において、１１，〜
，１Ｎは遅延素子、４２０，４２１，〜，４２Ｎは係数
掛算器、４４１，〜，４４Ｎは加算器、６はＲＯＭ、７
はカウンタ、８はラッチレジスタである。遅延素子，係
数掛算器，加算器は入力標本化周波数ｆｓ１　で動作す
るＦＩＲフィルタを構成している。

【００１５】時変係数Ｓｃ（ｎ，τ）を定めるパラメー
タτは、出力の標本化周期Ｔ２＝１／ｆｓ２によって与
えられるデータ出力時刻ｔにより、

【００１６】

【数２】

【００１７】と表される。ハードウェアでτを求めるに
は（図４参照）、Ｔ１　よりも充分高速なクロックパル
スを入力したカウンタ７を、Ｔ１周期でリセットし、計
数値をＴ２周期で読み出し、ラッチレジスタ８に保持す
ることで実現できる。時変係数Ｓｃ（ｎ，τ）を前もっ
てＲＯＭ４に書き込んでおき、求めたτにより、これを
読み出し、ＦＩＲフィルタの係数として係数掛け算器２
０，２１，〜，２Ｎ　に与えれば、時変係数フィルタに
よる補間装置が実現される。

【００１８】さて、数１では、入力と、出力の標本化周
波数ｆｓ１とｆｓ２の間には、なんの制約もないから、
上記の補間装置は、標本化周波数を上げる（逓倍）こと
も、下げる（逓減）こともできる。［発明の課題］の項
で述べたように、標本化周波数を変換する時には、フィ
ルタが必要になる。このフィルタ処理は標本化周波数の
高い方で行う必要があり、逓倍を行うときには、補間器
の後で行ない、逓減するときは補間器の前で行うことに
なる。逓倍の時には時変係数自身が低域通過特性を示す
ので、特別に折り返し除去フィルタは必要ない。しかし
、逓減の時には、補間を行った後では除くことの出来な
い折り返し歪となるので、補間の前に、フィルタ処理が
必須となる。図５にこの課題点の説明図を示す。図では
ｆｓ１＝２ｆｓ２の場合を示している。図５−ａに示す
ように、補間により、信号ｆ１（黒点）を得たとしても
、これと全く同じ出力を与える入力信号はｆ１（黒点と
白点）と、ｆ２（黒点と三角点）の２種類があり、補間
後では、この二つを区別することはできない。周波数領
域では補間前では図５−ｂのようにｆ１とｆ２は区別出
来るが、補間後では図５−ｃのように、標本化による折
り返し現象のため、全く同じ周波数の信号となる。そこ
で、図５−ｂの破線の様な特性の折り返し除去フィルタ
が補間器の前に必要となる。

【００１９】ところで、上述の補間器は入力の標本化周
波数で動作する、時変係数フィルタを用いている。新た
に挿入すべき折り返し除去フィルタも、入力標本化周波
数で動作する。従って、これらのフィルタは、合成して
、一つにすることが出来る。数１で用いた時変係数Ｓｃ
（ｎ，τ）は、遮断周波数ｆｓ１　の理想ＬＰＦのイン
パルス応答でもある。そこで、補間関数Ｓｉｎｃ（ｘ）
の周波数ｆｓ１をｆｓ２にずらせば、補間器の時変係数
フィルタの遮断周波数を変えることが出来る。すなわち
、折り返し除去フィルタが時変係数を変形することによ
り実現できる。Ｓｉｎｃ（ｘ）＝ｓｉｎｘ／ｘを変形し
て、ｘ＝ω１ｔ／２＝πｆｓ１（ｎＴ１＋τ）において
、ｆｓ１＝ｆｓ２＊ｒ（逓減の時、ｒ＞１）とすると、

【００２０】

【数３】

【００２１】となる。ここで、ｘ＝π（ｎ＋τ）＊ｒで
ある。変形された時変係数Ｓｃ′（ｎ，τ，ｒ）は係数
タップ次数ｎ，補間時刻τ，標本化周波数比ｒの関数と
して与えられる。

【００２２】ｒ＝２（標本化周期Ｔ２＝２＊Ｔ１）の場
合を例にとり、図６で、折り返し除去フィルタ作用を説
明する。数３から判るように、ｒ＝２とすると、時変係
数の補間関数Ｓｉｎｃ（ｔ）は、時間軸方向に２倍に引
き伸ばされ、Ｔ２周期で０となる形となる。そこで、図
５のｆ１　信号に相当する図６−ａでは、出力時刻より
Ｔ１の偶数倍の時点の標本値（黒点）にはすべて０が掛
かり、出力への寄与は出力時刻の値のみとなる。出力時
刻よりＴ１　の奇数倍の時点の標本値（白点）にはすべ
て有限の値が掛かり、それらの総和は三角点で示された
値となって、補間値は四角点の値となって出力される。 他方、図５のｆ２　信号に当たる図６―ｂでは、奇数倍
の時点の標本値は図６−ａの場合と逆極性となるので、
その総和は三角点で示す値となり、黒点の値と打ち消し
合い、補間値は四角点で示す小さな振幅値に減衰される
。こうして、ｆ１に折り返すｆ２信号が除去される。す
なわち、時変係数を変形することによって、入力標本化
周波数の１／２より低い任意の遮断周波数を持つ低域通
過フィルタ（ＬＰＦ）を実現することが出来る。

【００２３】以上説明したように、時変係数を持つＦＩ
Ｒフィルタを用いて、その係数を若干変形することによ
り、標本化周波数の変換とフィルタ処理を一つの回路構
成で、実行することが出来ることが分かった。これを応
用して、周波数分割多重信号処理装置を簡便に構成する
ことが出来る。なおフィルタ処理としては、帯域通過フ
ィルタ（ＢＰＦ）としておく方が一般的であり、応用の
点からも都合がよい。そこでＬＰＦ特性をＢＰＦ特性に
変換する方法について説明する。フィルタのインパルス
応答をｈｎとすると、フィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）は、

【００２４】

【数４】

【００２５】で与えられる。数４で、ｚは標本周期の遅
延演算子を表し、ｚ＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ／ｆｓ）を代入
することによって周波数特性が求められる。インパルス
応答ｈｎ（すなわち、フィルタタップ係数）を、１タッ
プおきに符号反転すると、

【００２６】

【数５】

【００２７】となる。数５で−ｚ＝ｅｘｐ（ｊπ＋ｊ２
πｆ／ｆｓ）＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｆ＋ｆｓ／２）／ｆｓ
）であるから、位相シフトπにより、フィルタ周波数特
性がｆｓ／２周波数シフトされることが判る。すなわち
、ＬＰＦ特性が、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）に変換さ
れたことになる。これを一般化して、位相シフトφ（係
数ｅｘｐ（ｊφ）を掛ける）を行うと、フィルタの周波
数特性をφｆｓ／２πシフトすることが出来る。

【００２８】

【作用】以上説明したように、時変係数ＦＩＲフィルタ
によるディジタル補間器に、フィルタ処理機能を付加し
、周波数分割多重信号処理装置を簡便に構成することが
出来る。なおＢＰＦ特性を実現する時のシフト係数ｅｘ
ｐ（ｊφ）は、φ＝０，πの時以外は複素数となる。し
たがって、入力信号が実数形であっても、出力は複素数
形式となる。信号が実形式であると出力標本化周波数の
１／２で対称に折り返すが、複素数形式の場合は折り返
しが生じないため、信号多重度は実数形式の場合の２倍
となる。さらに入力信号も複素数形式にすると、入力信
号の周波数帯域幅を半分に出来るので、多重数はさらに
２倍とすることが出来る。

【００２９】ところで、実際に適用する場合には、複素
信号は実信号に変換しなければならない。ここで単純に
複素信号の実部だけを取り出すと折り返しが生じてしま
う。そこで、周波数シフトを行い、実信号に変換する必
要がある。これには、出力信号の中心周波数を０となる
ように周波数シフトすればよい。

【００３０】通常の周波数分割多重信号処理装置への応
用では、多重信号の標本化周波数ｆｓｍと、個々のチャ
ネルの信号の標本化周波数ｆｓｎは、ｆｓｍ＝Ｎｆｓｎ
（Ｎは多重数）の関係になっている。しかしながら、本
発明の多重信号処理装置では、必ずしも、整数倍の関係
を満たす必要はない。信号の種類が（例えば、音声と画
像とデータを多重する時のように、）色々なものが混在
している場合などでは、個々のチャネルの標本化周波数
ｆｓｎ　は、信号によりまちまちである。本発明はこの
ような応用にも適している。

【００３１】

【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。図１は（実信号の）入力の標本化周波数を逓倍し、
周波数分割多重信号の、あるチャネルへ多重する多重信
号処理装置の一実施例である。この実施例では標本化周
波数逓倍を行ない、入力信号を出力信号の任意の帯域へ
周波数シフトして、複素信号形式で出力する。図１にお
いて、１１，〜，１Ｎは遅延素子、２０，２１，〜，２
Ｎおよび、３０，３１，〜，３Ｎ　は複素係数掛算器、
４１，〜，４Ｎは複素加算器、５，６はＲＯＭ、７はカ
ウンタ、８はラッチレジスタである。複素係数掛算器は
、実信号に、複素数係数（実部及び虚部の二つの係数の
組）を掛け、複素数信号を出力するもので、図７の様な
回路で構成できる。図７で７１，７２は（実数）掛算器
である。 実の入力信号に実部及び虚部の二実数からなる複素数係
数を掛け、複素信号として出力する。また複素加算器は
、図８の様に構成できる。図８で８１，８２は実数加算
器で、二つの複素信号の実部及び虚部同士を加算する。

【００３２】図１の遅延素子１１，〜，１Ｎ、複素係数
掛算器２０，２１，〜，２Ｎ、加算器４１，〜，４Ｎは
、入力標本化周波数ｆｓ１で動作する時変係数ＦＩＲフ
ィルタを構成し、入力信号が印加されると、時変係数Ｓ
ｃ（ｎ，τ）で決まるフィルタ処理を受けて、出力信号
が得られる。補間時刻τは、［解決手段］の項の図４の
説明で述べたように、クロックパルスを入力したカウン
タ７を、Ｔ１　周期でリセットし、計数値をＴ２　周期
で読み出し、ラッチレジスタ８に保持することで実現で
きる。時変係数αｎ（τ）＝Ｓｃ（ｎ，τ）（ｎ＝０〜
Ｎ）は、ＲＯＭａ６に予め書き込んでおき、補間時刻τ
を入力して読み出し、複素係数掛算器３０，３１，〜，
３Ｎ　に設定する。 時変係数αｎ（τ）は、ここで、位相シフト複素係数β
ｎ＝ｅｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ）がさらに掛けられる。これ
により、フィルタ周波数特性は周波数シフトされて、実
のＬＰＦ特性が複素ＢＰＦ特性に変換される。以上の構
成によって、入力信号を標本化周波数逓倍し、周波数分
割多重信号の、指定されたチャネルへ多重する周波数多
重信号処理装置が実現できる。

【００３３】図２に図１の実施例の動作を説明する信号
スペクトル図を示す。図２−ａの実線で示すような入力
標本化周波数ｆｓ１の実信号を、搬送周波数ｆｓ１を変
調したスペクトルに周波数シフトする例を示す。出力標
本化周波数ｆｓ２はｆｓ１の３倍（ｒ＝ｆｓ２／ｆｓ１
＝３）とする。ただし、複素信号で出力するので、必ず
しも標本化周波数比ｒは整数比とする必要はない。

【００３４】入力信号は、ｆｓ２から見ると図２−ａの
点線で示すように、０〜ｆｓ１のスペクトルが周期的に
繰り返した高調波成分を持っている。したがって、図２
−ｃに示す様な周波数特性のＢＰＦにより、ｆｓ１の周
辺の成分だけを抜き出せば、目的が達成される。そのた
め、図２−ｂの様な特性のＬＰＦをｆｓ１　周波数シフ
トする。図２−ｂのＬＰＦ特性は［解決手段］で述べた
ように、時変係数ＦＩＲフィルタによるディジタル補間
器で実現できる。このフィルタ係数に位相シフト係数ｅ
ｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ）（ｒ＝４，ｐ＝２）を掛ける。こ
れにより、ＬＰＦ周波数特性がｆｓ２／４＝ｆｓ１周波
数シフトされたＢＰＦ特性が、実現できる。こうして、
図２−ｄに示す様にｆｓ１　周辺のスペクトルを抜き出
すことが出来る。周波数シフトを２ｆｓ１　にしたい時
は、ｒ＝４，ｐ＝４の様にパラメータを選択すればよい
。

【００３５】図２−ｃに示す周波数特性は、周波数の正
負に対して非対称であり、複素係数フィルタを用いなけ
れば実現出来ない事に注意する必要がある。図２−ｃの
特性を持つ標本化周波数ｆｓ２　の実係数フィルタの周
波数特性は図２−ｅの様になり、２ｆｓ１の所にも通過
域を持つフィルタとなるので、ｆｓ１の所の信号だけを
抜き出すことは出来ない。

【００３６】図９に本発明による周波数分割多重信号処
理装置の他の実施例を示す。図９において、図１と同じ
構成要素には同一の番号を付けてある。９１１，〜，９
１Ｎは複素信号遅延素子、９２０，９２１，〜，９２Ｎ
　は複素掛算器、９３はＲＯＭ、９４は加算器、９５は
ラッチレジスタである。図９は周波数分割多重信号から
指定されたチャネルの信号を抜き出し、標本化周波数を
変換する処理を行う装置に本発明を適用した実施例であ
る。 入力信号は複素数形式で入力され、係数も複素数となる
ので、係数掛算器には複素掛算器を用いる。

【００３７】複素掛算器の回路形式を図１１に示す。図
１１において、１１１，〜，１１４は実数掛算器、１１
５，１１６は（実数）加算器である。複素掛算器は、二
つの複素信号入力１　ｘ＝ｘ１＋ｊｘ２と入力２ｙ＝ｙ
１＋ｊｙ２を掛け、複素信号出力ｚ＝ｘｙ＝ｚ１＋ｊｚ
２＝（ｘ１ｙ１−ｘ２ｙ２）＋ｊ（ｘ１ｙ２＋ｘ２ｙ１
）を演算するものである。従って、図１１に示す４個の
実掛算器と２個の実加算器で実現できる。図９の実施例
の構成図において、入力信号は時変係数Ｓｃ′（ｎ，τ
，ｒ）と、位相シフト係数ｅｘｐ（ｊφ）の積からなる
複素係数ＦＩＲフィルタ処理を受けて、出力される。時
変係数αｎ（τ，ｒ）＝Ｓｃ′（ｎ，τ，ｒ）（ｎ＝０
〜Ｎ）は、ＲＯＭａ９１に予め書き込んでおき、標本化
周波数比ｒ＝ｆｓ１／ｆｓ２＝Ｔ２／Ｔ１（標本化周波
数逓減を行うので、周波数比ｒは図１の実施例と逆にな
っている）、補間時刻τを入力して、読み出し、係数掛
算器に設定する。補間時刻τは、図１の実施例と同様に
行うことが出来る。標本化周波数比ｒを決定するには、
Ｔ１　およびＴ２を求めればよい（ここでは、入力標本
化周期Ｔ１は既に既知であるものとする）。Ｔ２を求め
るため、相続く補間時刻τｎ，τｎ−１の差を求める。 数２から、差Ｔ２′は、

【００３８】

【数６】

【００３９】となる。数６で、ｋは整数である。したが
って、補間時刻の差にＴ１　の補正を加えればＴ２が求
められる。Ｔ２は変動しても、通常ではその変動幅はＴ
１　より小さいから、この補正演算は容易に行える。図
９の実施例では、ラッチレジスタ８，９２で得られるτ
ｎ，τｎ−１を加算器７３に入力して差Ｔ２′を求める
。これをＲＰＭａ９１に入力し、ＲＯＭａで、Ｔ２′　
の補正演算、およびｒ＝Ｔ１／Ｔ２の計算を行う。これ
により、標本化周波数比ｒが求められ、時変係数αｎ（
τ，ｒ）＝Ｓｃ′（ｎ，τ，ｒ）が決定できる。時変係
数αｎ（τ，ｒ）には、さらに位相シフト係数βｎ＝ｅ
ｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ）が掛けられる。この操作は図１の
実施例の場合と同様であるので、説明は省略する。

【００４０】こうして、入力信号を帯域通過フィルタ処
理して、必要な信号を抜き出し、標本化周波数を逓減し
て、出力する信号処理（周波数分割多重信号の多重分離
操作）を、本発明の周波数分割多重信号処理装置によっ
て簡単な構成で実現することができる。

【００４１】なお、図９の実施例では、出力信号は複素
形式である。実際には、個別チャネル信号は実信号に戻
しておく方が都合が良い。複素信号は、周波数をシフト
することにより、実現することが出来る。具体的には、
図１２に示すような複素信号実信号変換器を用いる。図
１２において１２１，１２２は実数掛算器、１２３は加
算器、１２４は係数ＲＯＭである。係数ＲＯＭにはシフ
トする角周波数ω＝２π（ｆｃ−ｆｓ２）に対するｅｘ
ｐｊωｔ＝ｃｏｓωｔ＋ｊｓｉｎωｔの値が書き込まれ
ている。これらを時刻ｔで読みだし、複素信号ｘ＝ｘ１
＋ｊｘ２に掛けると、出力は実信号となるので、出力の
実部ｙ＝ｘ１ｃｏｓωｔ−ｘ２ｓｉｎωｔを取り出せば
良い。図１０に図９の実施例の動作を説明する信号スペ
クトル図を示す。図１０−ａの周波数分割多重信号から
、チャネルＣの信号を帯域通過（ＢＰＦ）フィルタで抜
き出し、復調（あるいは、周波数シフト）して、さらに
、標本化周波数を逓減する例を示す。入力多重信号は複
素信号形式で入力されるものとし、チャネルｃはｆｃか
らｆｃ＋２Ｂｃの周波数帯に多重されている。

【００４２】チャネルＣを取り出すには、図１０−ｃに
示すようなＢＰＦ特性の複素係数フィルタを用いればよ
い。そこで、ディジタル補間器によって、図１０−ｂの
様なＬＰＦ特性を実現し、これをｆｃ＋Ｂｃ周波数シフ
トする。ディジタル補間器は入力Ｎｙｑｕｉｓｔ周波数
ｆｓ１／２の遮断周波数を持つＬＰＦ作用を示すので、
この遮断周波数をＢｃに下げるため、［解決手段］の項
で述べた方法により、周波数比ｒ＝ｆｓ１／２Ｂｃを求
め、これから時変係数αｎ（τ，ｒ）＝Ｓｃ′（ｎ，τ
，ｒ）　を求める。 こうして、遮断周波数ＢｃのＬＰＦ（図１０−ｂ）が実
現される。

【００４３】これをＢＰＦに変換するには、図１の実施
例と全く同様に、位相シフト係数ｅｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ
）（ｒ＝４，ｐ＝２）を掛けて、周波数シフトを行う（
図１０−ｃ）。得られたＢＰＦにより、入力信号からチ
ャネルＣの信号だけ抜き出すことができ（図１０−ｄ）
、これを標本化周波数をｆｓ２に逓減して出力する（図
１０−ｅ）。ｆｓ２はチャネルＣの帯域幅２Ｂｃの２倍
に選んでおく。図１０−ｅに得られた信号は複素信号で
あり、周波数スペクトルが正負対称になっていない。こ
れを対称化し実信号として、出力するため、図１２に示
した周波数シフトによる複素信号実信号変換を行う。こ
のため、図９の補間器出力（図１０−ｅ）に、ｅｘｐ（
ｊ２π（ｆｃ−ｆｓ２）ｔ）を掛けて、実部のみを取り
出す。こうして、実信号化されたチャネルＣの信号（図
１０−ｆ）が得られる。

【００４４】

【発明の効果】本発明によれば、時変係数ＦＩＲフィル
タを用いたディジタル補間器の時変係数を変形し、さら
に位相シフト係数を掛けることにより、種々特性のフィ
ルタ作用を兼ね備えたディジタル補間器が得られ、これ
を用いて、周波数分割多重信号処理装置が簡便に構成で
きる。周波数分割多重信号を扱う場合、必要になる基本
的な信号処理は、標本化周波数の逓減，逓倍変換と、信
号を分離，合成するフィルタ処理である。本発明では、
比較的簡単な構成で、これらの処理を同時に実現するこ
とができ、従来非常に複雑な処理を必要としていた周波
数分割多重信号の処理を簡略化し、ハードウェアの縮減
が図れる。

【００４５】また、信号の変復調処理のように、信号の
乗算と、フィルタ処理に伴い標本化周波数変換が必要と
なる信号処理においても、本発明を適用することが出来
る。さらに本方式は、標本化周波数変換比が複雑な整数
比の場合や、標本化周波数が変動する場合にも適用する
ことができる。

【００４６】本発明はすべてディジタル回路で実現でき
るので、ＩＣ化も容易であり、ディジタル信号処理を用
いる各方面で、広く応用することが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施例の構成図である。

【図２】図１の動作を説明する信号スペクトル図である
。

【図３】時変係数ＦＩＲフィルタによる補間方式の原理
説明図である。

【図４】時変係数ＦＩＲフィルタによるディジタル補間
器の構成図である。

【図５】折り返し現象の説明図である。

【図６】本発明による折り返し除去機能の原理説明図で
ある。

【図７】複素係数掛算器の構成図である。

【図８】複素加算器の構成図である。

【図９】本発明の他の実施例の構成図である。

【図１０】図９の動作を説明する信号スペクトル図であ
る。

【図１１】複素掛算器の構成図である。

【図１２】複素信号実信号変換器の構成図である。

【符号の説明】

１１，〜，１Ｎ…遅延素子、９１１，〜，９１Ｎ…複素
信号遅延素子、２０，２１，〜，２Ｎ，３０，３１，〜
，３Ｎ…複素係数掛算器、９２０，９２１，〜，９２Ｎ
…複素掛算器、４１，〜，４Ｎ…複素加算器、４２０，
４２１，〜，４２Ｎ，７１，７２，１１１，〜，１１４
，１２１，１２２…係数掛算器、４４１，〜，４４Ｎ，
８１，８２，９４，１１５，１１６，１２３…加算器、
５，６，９３，１２４…ＲＯＭ、７…カウンタ、８，９
５…ラッチレジスタ。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第一の標本化周波数ｆｓ１　で周期的に初
   期設定される計時装置によって、第二の標本化周波数ｆ
   ｓ２　の標本化パルスの時刻を計測し、該（第二）標本
   化時刻によって定まるフィルタ係数を持つ時変係数フィ
   ルタを用いて、前記第一の標本化周期で標本化された入
   力信号系列を、第二の標本化周波数で標本化し直した出
   力信号系列に変換する標本化周波数変換回路を用いて、
   前記第二の標本化周波数ｆｓ２と第一の標本化周波数ｆ
   ｓ１の比ｒ＝ｆｓ２／ｆｓ１を整数値とし、０≦ｐ≦ｒ
   の任意の整数値ｐに対して、前記時変係数フィルタのｎ
   番目の係数を、複素定数ｅｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ）倍した
   値とすることを特徴とする周波数分割多重信号処理装置
   。
2. 【請求項２】特許請求の範囲の請求項１記載の周波数分
   割多重信号処理装置において、前記時変係数フィルタの
   係数を、フィルタタップ数、前記（第二）標本化時刻お
   よび、前記第一の標本化周波数ｆｓ１　と第二の標本化
   周波数ｆｓ２の比ｒ＝ｆｓ１／ｆｓ２とによって定まる
   係数とし、かつ、前記標本化周波数比ｒを整数値とし、
   ０≦ｐ≦ｒの任意の整数値ｐに対して、前記時変係数フ
   ィルタのｎ番目の係数を、複素定数ｅｘｐ（ｊｎπｐ／
   ｒ）倍した値とすることを特徴とする周波数分割多重信
   号処理装置。
3. 【請求項３】特許請求の範囲の請求項１及び請求項２記
   載の周波数分割多重信号処理装置において、入力信号を
   複素信号とし、前記標本化周波数比ｒ＝ｆｓ２／ｆｓ１
   （あるいはｆｓ１／ｆｓ２）を任意の実数値とし、０≦
   ｐ≦ｒの任意の値ｐに対して、前記時変係数フィルタの
   ｎ番目の係数を、複素定数ｅｘｐ（ｊｎπｐ／ｒ）倍し
   た値とすることを特徴とする周波数分割多重信号処理装
   置。