JPH09181786A - ディジタル直交変調器およびディジタル直交復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ディジタル直交変復調に必要なｅｘｐ（ｊω
s ｔ）の乗算を行う演算回路を不要とする回路構成を提
供する。 【解決手段】 ４ｆs で設計された（４Ｎ−１）タップ
のロールオフフィルタ係数の２Ｋ番目のタップを非巡回
ディジタルフィルタ３に、（２Ｋ＋１）番目のタップを
非巡回ディジタルフィルタ４に割り当て、ディジタルフ
ィルタ３，４のタップ係数の符号を１個おきに反転す
る。多重回路はディジタルフィルタ３，４の出力を交互
に時分割多重して出力する。 【効果】 ディジタルフィルタの畳込み演算と同時に変
復調の演算も行うことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ＱＡＭ（Quadra
ture Amplitude Modulation)，ＶＳＢ(VestigialSideBa
nd)などの直交変調を利用したディジタル伝送に使用さ
れるディジタル直交変調器およびディジタル直交復調器
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、６４ＱＡＭ，８ＶＳＢなどの直交
変調を用いたディジタル伝送が広く普及しはじめてお
り、高精度な直交変復調をディジタル信号処理により行
うディジタル直交変復調器は、必須の技術となってきて
いる。以下、図面を参照しながら、上述した従来の直交
変調器の一例について説明する。

【０００３】図７および図８は、従来のディジタル直交
変調器のブロック図である。図７および図８において、
１および２はサンプリング周波数変換器、１２，１３，
３，４は非巡回形ディジタルフィルタ、１４，１５，１
９，２０は乗算器、１６，１７，２１，２２は発振器、
１８は加算器、９は多重回路、１１はレジスタ、３０，
３１はベースバンド信号の入力端子、３２は変調信号の
出力端子である。

【０００４】以上のように構成されたディジタル直交変
調器について、以下その動作について説明する。例え
ば、６４ＱＡＭでは一定のシンボルレート（周波数ｆs
）で等間隔の正方形上に配置された６４点のいずれか
一点を伝送する。これをＩ軸，Ｑ軸の直交する２軸に分
解すると、それぞれ８レベルの信号になる。入力端子３
０にはＩ軸の８レベルの信号（Ｒ０，Ｒ１，・・・）
が、入力端子３１にはＱ軸の８レベルの信号（Ｉ０，Ｉ
１，・・・）がそれぞれ１／ｆs の周期で、ディジタル
値で入力される。なお、通常この８レベルは、８〜１０
ビット空間上に設定される。

【０００５】サンプリング周波数変換器１および２で
は、入力端子３０，３１から入力された信号を４倍にオ
ーバーサンプリングする。具体的には、データ１個に対
して０を３個挿入し、周期１／ｆs の信号から周期１／
４ｆs の信号を出力する。したがって、サンプリング周
波数変換器１の出力は、０，０，０，Ｒ０，０，０，
０，Ｒ１，・・・となり、サンプリング周波数変換器２
の出力は、０，０，０，Ｉ０，０，０，０，Ｉ１，・・
・となる。

【０００６】非巡回型ディジタルフィルタ１２，１３の
フィルタタップ係数は、復調側とルート配分されたロー
ルオフ・フィルタ特性の時間軸インパルス応答波形を１
／４ｆs の時間間隔でサンプリングしたものである。Ｑ
ＡＭ信号では搬送波に対してスペクトルが線対称となる
ので、ロールオフ・フィルタ特性の時間軸インパルス応
答は実数となり、非巡回型ディジタルフィルタ１２，１
３のフィルタタップ係数は同一となる。なお、以後の説
明では簡単のためにタップ数は７タップとし、非巡回型
ディジタルフィルタの出力端子側のフィルタタップ係数
をＣ０（０番目）、入力端子側のフィルタタップ係数を
Ｃ６（６番目）とする。

【０００７】非巡回型ディジタルフィルタ１２の出力
は、乗算器１４で発振器１６の出力ＣＯＳωs ｔと乗算
される。一方、非巡回型ディジタルフィルタ１３の出力
は、乗算器１５で発振器１７の出力ＳＩＮωs ｔと乗算
される。乗算器１４，１５の出力は加算器１８で加算さ
れて、出力端子３２にシンボルレートｆs を搬送波とす
るＱＡＭの変調信号（Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・）を周
期１／４ｆs で出力する。この直交変調の過程を数学的
に表現すれば、ベースバンド信号（α＋ｊβ）と搬送波
ｅｘｐ（ｊωs ｔ）の積の実数部Ｒｅ［（α＋ｊβ）ｅ
ｘｐ（ｊωs ｔ）］が変調信号となる。

【０００８】ここで、発振器１６，１７は周期１／ｆs
のＳＩＮ波およびＣＯＳ波を４ｆsでサンプリングした
ものであるので、０，１，０，−１の繰り返しとなり、
容易に実現できる。また乗算器１４，１５も０，１，−
１との乗算であるので容易に実現可能である。出力端子
３２に得られる信号列を表現すると、（数１）になる。

【０００９】

【数１】

【００１０】（数１）を整理すると、（数２）になる。

【００１１】

【数２】

【００１２】（数２）に基づいて、図７の構成を簡素化
すると、図８のブロック図となる。サンプリング周波数
変換器１，２は、入力端子３０，３１から入力された信
号を２倍にオーバーサンプリングする機能に変わる。具
体的には、データ１個に対して０を１個挿入し、周期１
／ｆs の信号から周期１／２ｆs の信号を出力する。し
たがって、サンプリング周波数変換器１の出力は、０，
Ｒ０，０，Ｒ１，・・・となり、サンプリング周波数変
換器２の出力は、０，Ｉ０，０，Ｉ１，・・・となる。

【００１３】ここで、図７における非巡回形ディジタル
フィルタ１２，１３と図８における非巡回形ディジタル
フィルタ３，４の具体構成を図１２ないし図１４に示
す。図１２は非巡回形ディジタルフィルタ１２，１３
（同じ構成）の構成を示している。図１２において、１
０１は入力端子、１０２は出力端子、１０３〜１０８は
それぞれ１クロック遅延回路を構成するレジスタ、１０
９〜１１５はそれぞれ入力端子１０１への入力およびレ
ジスタ１０３〜１０８の出力に対して定数Ｃ６，Ｃ５，
Ｃ４，Ｃ３，Ｃ２，Ｃ１，Ｃ０をそれぞれ乗算する乗算
する乗算器、１１６は乗算器１０９〜１１５の出力を加
算する加算器である。

【００１４】図１３は非巡回形ディジタルフィルタ３の
構成を示している。図１３において、１２１は入力端
子、１２２は出力端子、１２３〜１２５はそれぞれ１ク
ロック遅延回路を構成するレジスタ、１２６〜１２９は
それぞれ入力端子１２１への入力およびレジスタ１２３
〜１２５の出力に対して定数Ｃ６，Ｃ４，Ｃ２，Ｃ０を
それぞれ乗算する乗算する乗算器、１３０は乗算器１２
６〜１２９の出力を加算する加算器である。

【００１５】図１４は非巡回形ディジタルフィルタ４の
構成を示している。図１４において、１３１は入力端
子、１３２は出力端子、１３３，１３４はそれぞれ１ク
ロック遅延回路を構成するレジスタ、１３５〜１３７は
それぞれ入力端子１３１への入力およびレジスタ１３
３，１３４への出力に対して定数Ｃ５，Ｃ３，Ｃ１を乗
算する乗算器、１３８は乗算器１３５〜１３７の出力を
加算する加算器である。

【００１６】非巡回型ディジタルフィルタ３，４のフィ
ルタタップ係数の総数は（４Ｎ−１）個（ただし、Ｎは
２以上の整数であり、図７，図８の場合はＮ＝２であ
る）で、復調側とルート配分されたロールオフ・フィル
タ特性の時間軸インパルス応答波形を１／４ｆs の時間
間隔でサンプリングしたものの２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝
０，１，…，（２Ｎ−１））を非巡回型ディジタルフィ
ルタ３に割り当て、（２Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝
０，１，…，（２Ｎ−２））を非巡回型ディジタルフィ
ルタ４に割り当てる。したがって、非巡回型ディジタル
フィルタ３，４のフィルタタップ係数の時間軸上の間隔
は１／２ｆs となり、非巡回型ディジタルフィルタの演
算周期は１／２ｆs となる。なお、レジスタ１１は、２
ｆs のクロックで動作するレジスタで、非巡回型ディジ
タルフィルタ３，４のタップ数の差によるフィルタ出力
の遅延差をなくすために配置されている。なお、フィル
タタップ係数中の数字が番号に対応しており、同フィル
タタップ係数は、０番から始まる。

【００１７】乗算器１９と発振器２１はＣＯＳωs ｔに
よる変調を、乗算器２０と発振器２２はＳＩＮωs ｔに
よる変調を行っているが、０を乗算する演算を省略して
図７に比べその演算をより簡素化している。したがって
この演算の周期は１／２ｆsとなる。多重回路９は乗算
器２０の出力と、乗算器１９の出力を、この順序で交互
に選択して時間軸多重出力する。この操作により、図７
の構成で得られる周期１／４ｆs のＱＡＭの変調信号
（Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・）と同一の信号が得られる
（例えば、ＨＳＰ４３２１６データシート：ＨＡＲＲＩ
Ｓ ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ）。

【００１８】なお、この直交変調器は、ＶＳＢスペクト
ルを実現する複素フィルタのタップ係数の実数部をディ
ジタルフィルタ１２に、虚数部をディジタルフィルタ１
３に割り当てて、入力を−軸（入力端子３０のみ）にす
れば、ＶＳＢ用にも同じ構成で使用できる。以下、図面
を参照しながら、従来のＱＡＭ用の直交復調器の一例に
ついて説明する。

【００１９】図９および図１０は、従来のＱＡＭ伝送用
のディジタル直交復調器のブロック図である。図９およ
び図１０において、５５および５６はサンプリング周波
数変換器、６１，６２，６７，６８は非巡回形ディジタ
ルフィルタ、６５，６６，７１，７２は乗算器、６３，
６４，６９，７０は発振器、５７，５８，５９，６０は
レジスタ、９０は変調信号の入力端子、９１および９２
はベースバンド信号の出力端子である。

【００２０】以上のように構成されたディジタル直交復
調器について、以下その動作について説明する。変調信
号入力端子９０から入力された周期１／４ｆs でサンプ
リングされた搬送波周波数ｆs のＱＡＭ信号（Ｘ０，Ｘ
１，Ｘ２，・・・）は、そのまま乗算器６５，６６に入
力される。

【００２１】乗算器６５では、発振器６３で発生したＣ
ＯＳ（−ωs ｔ）との乗算が行われ、乗算器６６では、
発振器６４で発生したＳＩＮ（−ωs ｔ）との乗算が行
われる。この操作により直交復調が行われ、Ｉ軸および
Ｑ軸のベースバンド信号が取り出され、それぞれ非巡回
型ディジタルフィルタ６１，６２に入力される。この直
交復調の過程を数学的に表現すれば、変調信号（α＋ｊ
β）ｅｘｐ（ｊωs ｔ）と再生搬送波ｅｘｐ（−ｊωs
ｔ）の積（α＋ｊβ）が復調されたベースバンド信号と
なる。

【００２２】ここで、発振器６３，６４は周期１／ｆs
のＳＩＮ波およびＣＯＳ波を１／４ｆs でサンプリング
したものであるので、０，１，０，−１の繰り返しとな
り、容易に実現できる。また、乗算器６５，６６も０，
１，−１との乗算であるので容易に実現可能である。非
巡回型ディジタルフィルタ６１，６２のフィルタタップ
係数は、変調側とルート配分されたロールオフ・フィル
タ特性の時間軸インパルス応答波形を１／４ｆs の時間
間隔でサンプリングしたものである。ＱＡＭ信号では搬
送波に対してスペクトルが線対称となるので、ロールオ
フ・フィルタ特性の時間軸インパルス応答は実数とな
り、非巡回型ディジタルフィルタ６１，６２のフィルタ
タップ係数は同一となる。なお、以後の説明では簡単の
ためにタップ数は７タップとし、非巡回型ディジタルフ
ィルタ６１，６２の出力端子側のフィルタタップ係数を
Ｃ０（０番目）、入力端子側のフィルタタップ係数をＣ
６（６番目）とする。

【００２３】ここまでの処理はすべて周期１／４ｆs で
行われる。変調側の処理で説明したように、伝送路では
１シンボルに対して４倍のオーバーサンプリングを行っ
ているので、最終出力は非巡回型ディジタルフィルタ６
１，６２の出力をサブサンプリングして、４サンプルか
ら１サンプルを選択してシンボルレートｆs の信号を得
る。復調器では、変調側のシンボルレートｆs をクロッ
ク再生回路で再生するので、どの１サンプルを選択する
かは一意に決定される。この処理を行っているのが、サ
ンプリング周波数変換器５５，５６である。サブサンプ
リングされたされた出力はＩ軸側は（Ｒ０，Ｒ４，・・
・）、Ｑ軸側は（Ｉ０，Ｉ４，・・・）となって、それ
ぞれベースバンド信号出力端子９１，９２から出力され
る。

【００２４】ベースバンド信号出力端子９１，９２に得
られる信号列を表現すると（数３）となる。

【００２５】

【数３】

【００２６】（数３）を整理すると（数４）になる。

【００２７】

【数４】

【００２８】（数４）に基づいて、図９の構成を簡素化
すると、図１０のブロック図となる。変調信号入力端子
９０から入力された周期１／４ｆs でサンプリングされ
た搬送波周波数ｆs のＱＡＭ信号（Ｘ０，Ｘ１，Ｘ２，
・・・）は、周期１／４ｆsのクロックで動作するレジ
スタ５７で１クロック遅延される。レジスタ５８，５９
ではクロック２ｆs でラッチするので、結局レジスタ５
８の出力は（Ｘ０，Ｘ２，Ｘ４，・・・），レジスタ５
９の出力は（Ｘ１，Ｘ３，Ｘ５，・・・）となり、とも
に周期１／２ｆs の信号列になる。

【００２９】乗算器７１と発振器６９はＣＯＳ（−ωs
ｔ）による検波を、乗算器７２と発振器７０はＳＩＮ
（−ωs ｔ）による検波を行っているが、０を乗算する
演算を省略して図９に比べその演算をより簡素化してい
る。したがってこの演算の周期は１／２ｆs となる。非
巡回型ディジタルフィルタ６７，６８のフィルタタップ
係数の総数は（４Ｎ−１）個で、変調側とルート配分さ
れたロールオフ・フィルタ特性の時間軸インパルス応答
波形を１／４ｆs の時間間隔でサンプリングしたものの
２Ｋ番目を非巡回型ディジタルフィルタ６７に割り当
て、（２Ｋ＋１）番目を非巡回型ディジタルフィルタ６
８に割り当てる。したがって、非巡回型ディジタルフィ
ルタ６７，６８のフィルタタップ係数の時間軸上の間隔
は１／２ｆs となる。したがって非巡回型ディジタルフ
ィルタ６７，６８の演算周期は１／２ｆs となる。なお
レジスタ６０は、周期１／２ｆs のクロックで動作する
レジスタで、非巡回型ディジタルフィルタ６７，６８の
タップ数の差によるフィルタ出力の遅延差をなくすため
に配置されている。

【００３０】非巡回型ディジタルフィルタ６７，６８の
出力は周期１／２ｆs の信号列になるので、サンプリン
グ周波数変換器５５，５６の機能は、２サンプルから１
サンプルを選択して出力する機能に変わる。この操作に
より、図９の構成で得られる周期１／ｆs のＱＡＭの復
調信号（Ｒ０，Ｒ４，・・・）および（Ｉ０，Ｉ４，・
・・）と同一の信号が得られる（例えば、ＨＳＰ４３２
１６データシート：ＨＡＲＲＩＳ ＳＥＭＩＣＯＮＤＵ
ＣＴＯＲ）。

【００３１】つぎに、以下図面を参照しながら、従来の
ＶＳＢ用のディジタル直交復調器の一例について説明す
る。図１１は、従来のＶＳＢ伝送用のディジタル直交復
調器のブロック図である。図１１において、５５および
５６はサンプリング周波数変換器、７３，７４，７５，
７６は非巡回形ディジタルフィルタ、６５，６６は乗算
器、６３，６４は発振器、７７および７８は加算器であ
る。９０は変調信号の入力端子、９１および９２はベー
スバンド信号の出力端子である。

【００３２】以上のように構成されたディジタル直交復
調器について、以下その動作について説明する。変調信
号入力端子９０から入力された周期１／４ｆs でサンプ
リングされた搬送波周波数ｆs のＶＳＢ信号（Ｘ０，Ｘ
１，Ｘ２，・・・）は、乗算器６５，６６と発振器６
３，６４で直交検波される。

【００３３】非巡回形ディジタルフィルタ７３，７４，
７５，７６と加算器７７，７８は、複素非巡回形ディジ
タルフィルタを構成する。ＶＳＢ信号では搬送波に対し
てスペクトルが非対称となるので、ロールオフ・フィル
タ特性の時間軸インパルス応答は複素数となり、複素非
巡回形ディジタルフィルタが必要となる。非巡回型ディ
ジタルフィルタ７３，７６は、時間軸インパルス応答の
実数部を係数とする。また、非巡回型ディジタルフィル
タ７４，７５は、時間軸インパルス応答の虚数部を係数
とする。

【００３４】直交検波出力の実数部である乗算器６５の
出力と時間軸インパルス応答の実数部の演算結果と、直
交検波出力の虚数部である乗算器６６の出力と時間軸イ
ンパルス応答の虚数部の演算結果の差が複素非巡回型デ
ィジタルフィルタの実数部となる。また、直交検波出力
の実数部である乗算器６５の出力と時間軸インパルス応
答の虚数部の演算結果と、直交検波出力の虚数部である
乗算器６６の出力と時間軸インパルス応答の実数部の演
算結果の和が複素非巡回型ディジタルフィルタの虚数部
となる。なお、各フィルタタップ係数は、変調側とルー
ト配分されたロールオフ・フィルタ特性の時間軸インパ
ルス応答波形を１／４ｆs の時間間隔でサンプリングし
たものである。以後の説明では簡単のためにタップ数は
７タップとし、非巡回型ディジタルフィルタ７３，７
４，７５，７６の出力端子側のフィルタタップ係数をＣ
Ｒ０，ＣＩ０（０番目）、入力端子側のフィルタタップ
係数をＣＲ６，ＣＩ６（６番目）とする。

【００３５】複素非巡回型ディジタルフィルタの出力
は、図９の場合と同様に周期１／４ｆs でデータを出力
するので、サンプリング周波数変換器５５，５６で４サ
ンプルから１サンプルを選択してシンボルレートｆs の
データとして復調信号出力端子９１，９２から出力す
る。なお、ＶＳＢ変調では、Ｉ軸にしか信号をのせてい
ないので、（Ｒ０，Ｒ４，・・・）のみが復調信号で、
（Ｉ０，Ｉ４，・・・）は無意味な復調信号となる。た
だし、搬送波再生が出力端子９１，９２で得られる信号
について完了していない場合には、（Ｉ０，Ｉ４，・・
・）も搬送波再生に利用することができる。

【００３６】出力端子９１，９２に得られる信号列を表
現すると（数５）となる。

【００３７】

【数５】

【００３８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような構成では、簡素化されてはいるが、変調に関して
はＳＩＮωs ｔおよびＣＯＳωs ｔを乗算するという演
算回路が必要となり、復調に関してはＳＩＮ（−ωs
ｔ）およびＣＯＳ（−ωs ｔ）を乗算するという演算回
路が必要となるという問題点を有していた。

【００３９】この発明は上記問題点に鑑み、変復調に関
してＳＩＮωs ｔ、ＣＯＳωs ｔなどを乗算するという
演算回路を不要にするディジタル直交変調器およびディ
ジタル直交復調器を提供するものである。

【００４０】

【課題を解決するための手段】請求項１記載のディジタ
ル直交変調器は、第１の信号を入力する２Ｎタップ（た
だし、Ｎは２以上の整数）の第１の非巡回形ディジタル
フィルタと、第２の信号を入力する（２Ｎ−１）タップ
の第２の非巡回形ディジタルフィルタと、第１および第
２の非巡回形ディジタルフィルタの出力を交互に時間軸
多重する多重回路とを備えている。そして、４倍オーバ
ーサンプリングで設計された（４Ｎ−１）個の実数のフ
ィルタタップ係数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝０，１，
…，（２Ｎ−１））を第１の非巡回形ディジタルフィル
タに、（２Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，
（２Ｎ−２））を第２の非巡回形ディジタルフィルタに
それぞれ割り当て、第１および第２の非巡回形ディジタ
ルフィルタにそれぞれ割り当てられたフィルタタップ係
数の符号を１個おきに反転している。

【００４１】請求項２記載のディジタル直交変調器は、
第１の信号を入力するＮタップ（ただし、Ｎは２以上の
整数）の第１の非巡回形ディジタルフィルタと、第１の
信号を入力するＮタップの第２の非巡回形ディジタルフ
ィルタと、第２の信号を入力するＮタップの第３の非巡
回形ディジタルフィルタと、第２の信号を入力する（Ｎ
−１）タップの第４の非巡回形ディジタルフィルタと、
第１，第２，第３および第４の非巡回形ディジタルフィ
ルタの出力を順に時間軸多重する多重回路とを備えてい
る。そして、４倍オーバーサンプリングで設計された
（４Ｎ−１）個の実数のフィルタタップ係数の４Ｋ番目
（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））を第１の非巡
回形ディジタルフィルタに、（４Ｋ＋２）番目（ただ
し、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））を第２の非巡回形デ
ィジタルフィルタに、（４Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝
０，１，…，（Ｎ−１））を第３の非巡回形ディジタル
フィルタに、（４Ｋ＋３）番目（ただし、Ｋ＝０，１，
…（Ｎ−２））を第４の非巡回形ディジタルフィルタに
それぞれ割り当て、第１，第２，第３および第４の非巡
回形ディジタルフィルタのうちの２個の非巡回形ディジ
タルフィルタのフィルタタップ係数の符号を全て反転し
ている。

【００４２】請求項３記載のディジタル直交変調器は、
第１の信号を入力する２Ｎタップ（ただし、Ｎは２以上
の整数）の第１の非巡回形ディジタルフィルタと、第１
の信号を入力する（２Ｎ−１）タップの第２の非巡回形
ディジタルフィルタと、第１および第２の非巡回形ディ
ジタルフィルタの出力を交互に時間軸多重する多重回路
とを備えている。そして、４倍オーバーサンプリングで
設計された（４Ｎ−１）個の複素数のフィルタタップ係
数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−
１））の実数部を第１の非巡回形ディジタルフィルタ
に、（２Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２
Ｎ−２））の虚数部を第２の非巡回形ディジタルフィル
タにそれぞれ割り当てるか、または（４Ｎ−１）個の複
素数のフィルタタップ係数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝
０，１，…，（２Ｎ−１））の虚数部を第１の非巡回形
ディジタルフィルタに、（２Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ
＝０，１，…，（２Ｎ−２））の実数部を第２の非巡回
形ディジタルフィルタにそれぞれ割り当て、第１および
第２の非巡回形ディジタルフィルタにそれぞれ割り当て
られたフィルタタップ係数の符号を１個おきに反転して
いる。

【００４３】請求項４記載のディジタル直交変調器は、
第１の信号を入力するＮタップ（ただし、Ｎは２以上の
整数）の第１の非巡回形ディジタルフィルタと、第１の
信号を入力するＮタップの第２の非巡回形ディジタルフ
ィルタと、第１の信号を入力するＮタップの第３の非巡
回形ディジタルフィルタと、第１の信号を入力する（Ｎ
−１）タップの第４の非巡回形ディジタルフィルタと、
第１，第２，第３および第４の非巡回形ディジタルフィ
ルタの出力を順に時間軸多重する多重回路とを備えてい
る。そして、４倍オーバーサンプリングで設計された
（４Ｎ−１）個の複素数のフィルタタップ係数の４Ｋ番
目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））の実数部を
第１の非巡回形ディジタルフィルタに、（４Ｋ＋２）番
目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））の実数部を
第２の非巡回形ディジタルフィルタに、（４Ｋ＋１）番
目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））の虚数部を
第３の非巡回形ディジタルフィルタに、（４Ｋ＋３）番
目（ただし、Ｋ＝０，１，…（Ｎ−２））の虚数部を第
４の非巡回形ディジタルフィルタにそれぞれ割り当てる
か、または（４Ｎ−１）個の複素数のフィルタタップ係
数の４Ｋ番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））
の虚数部を第１の非巡回形ディジタルフィルタに、（４
Ｋ＋２）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））
の虚数部を第２の非巡回形ディジタルフィルタに、（４
Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））
の実数部を第３の非巡回形ディジタルフィルタに、（４
Ｋ＋３）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−２））
の実数部を第４の非巡回形ディジタルフィルタにそれぞ
れ割り当て、第１，第２，第３および第４の非巡回形デ
ィジタルフィルタのうちの２個の非巡回形ディジタルフ
ィルタのフィルタタップ係数の符号を全て反転してい
る。

【００４４】請求項５記載のディジタル直交復調器は、
４倍オーバーサンプリングで離散化された入力信号の２
Ｌ番目（ただし、Ｌ＝０，１，…，（２Ｎ−１））を入
力する２Ｎタップ（ただし、Ｎは２以上の整数）の第１
の非巡回形ディジタルフィルタと、離散化された入力信
号の（２Ｌ＋１）番目（ただし、Ｌ＝０，１，…，（２
Ｎ−２））を入力する（２Ｎ−１）タップの第２の非巡
回形ディジタルフィルタとを備えている。そして、４倍
オーバーサンプリングで設計された（４Ｎ−１）個の実
数のフィルタタップ係数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝０，
１，…，（２Ｎ−１））を第１の非巡回形ディジタルフ
ィルタに、（２Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝０，１，
…，（２Ｎ−２））を第２の非巡回形ディジタルフィル
タにそれぞれ割り当て、第１および第２の非巡回形ディ
ジタルフィルタにそれぞれ割り当てられたフィルタタッ
プ係数の符号を１個おきに反転している。

【００４５】請求項６記載のディジタル直交復調器は、
４倍オーバーサンプリングで離散化した信号を入力する
（２Ｎ−１）タップの第１および第２の非巡回形ディジ
タルフィルタとを備えている。そして、４倍オーバーサ
ンプリングで設計された（２Ｎ−１）個（ただし、Ｎは
２以上の整数）の複素数のフィルタタップ係数の２Ｋ番
目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−１））の実数部
を第１の非巡回形ディジタルフィルタの２Ｋ番目のタッ
プに、虚数部を第２の非巡回形ディジタルフィルタの２
Ｋ番目のタップにそれぞれ割り当て、（２Ｎ−１）個の
複素数のフィルタタップ係数の（２Ｋ＋１）番目（ただ
し、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−２））の虚数部を第１の
非巡回形ディジタルフィルタの（２Ｋ＋１）番目のタッ
プに、実数部を第２の非巡回形ディジタルフィルタの
（２Ｋ＋１）番目のタップにそれぞれ割り当てるか、ま
たは（２Ｎ−１）個の複素数のフィルタタップ係数の２
Ｋ番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−１））の虚
数部を第１の非巡回形ディジタルフィルタの２Ｋ番目の
タップに、実数部を第２の非巡回形ディジタルフィルタ
の２Ｋ番目のタップにそれぞれ割り当て、（２Ｎ−１）
個の複素数のフィルタタップ係数の（２Ｋ＋１）番目
（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−２））の実数部を
第１の非巡回形ディジタルフィルタの（２Ｋ＋１）番目
のタップに、虚数部を第２の非巡回形ディジタルフィル
タの（２Ｋ＋１）番目のタップにそれぞれ割り当て、第
１および第２の非巡回形ディジタルフィルタにそれぞれ
割り当てられたフィルタタップ係数の符号を２個おきに
２個ずつ反転している。

【００４６】これらの各請求項の構成によると、直交変
復調に必要なＳＩＮωs ｔ、ＣＯＳωs ｔなどを乗算す
るという演算が非巡回型ディジタルフィルタでの畳込み
演算と同時に行われることになるので、ＳＩＮωs ｔ、
ＣＯＳωs ｔなどを乗算するという演算回路が不要にな
る。

【００４７】

【発明の実施の形態】

〔ディジタル直交変調器の実施の形態〕以下、この発明
の実施の形態におけるディジタル直交変調器について、
図面を参照しながら説明する。図１はＱＡＭ用のディジ
タル直交変調器の第１の実施の形態を示す。図１におい
て、１，２はサンプリング周波数変換器、３，４は非巡
回形ディジタルフィルタ、９は多重回路、１１はレジス
タ、３０，３１はベースバンド信号入力端子、３２は変
調信号出力端子である。

【００４８】動作は図８のディジタル直交変調器とほぼ
同じで、異なる点は図８の乗算器１９，２０と発振器２
１，２２を削除した点と、非巡回型ディジタルフィルタ
３，４のフィルタタップ係数である。非巡回型ディジタ
ルフィルタ３，４のフィルタタップ係数の数はそれぞれ
２Ｎ個と（２Ｎ−１）個（ただし、Ｎは２以上の整数）
である。そのフィルタタップ係数は、復調側とルート配
分されたロールオフ・フィルタ特性の時間軸インパルス
応答波形を１／４ｆs の時間間隔でサンプリングした
（４Ｎ−１）個のフィルタタップ係数の２Ｋ番目（ただ
し、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−１））を非巡回型ディジ
タルフィルタ３に割り当て、（２Ｋ＋１）番目（ただ
し、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−２））を非巡回型ディジ
タルフィルタ４に割り当てる。ただし、非巡回型ディジ
タルフィルタ３，４の各々の入力側から見て偶数番目の
フィルタタップ係数の符号を反転する。

【００４９】また、（４Ｎ−１）個のフィルタタップ係
数を有する１個の非巡回型ディジタルフィルタを２個に
分解したので、各ディジタルフィルタの利得が１／２に
なる。したがって、非巡回型ディジタルフィルタ３，４
の各フィルタタップ係数を２倍にすることにより補償す
る。以上述べた構成を備えることにより、この第１の実
施の形態のディジタル直交変調器は図７および図８の従
来例と同一の変調信号を得ることができる。これは（数
２）が（数６）に変形できることから明らかである。

【００５０】

【数６】

【００５１】以上のように、フィルタタップ係数の符号
を周期的に反転した非巡回型ディジタルフィルタ３，４
を備えることにより、ＱＡＭ変調に関するＳＩＮωs
ｔ、ＣＯＳωs ｔを乗算するという演算回路を不要にす
ることができ、ディジタル直交変調器の構成を簡略化で
きる。なお、ＳＩＮωs ｔ、ＣＯＳωs ｔの位相の選び
方により、フィルタタップ係数の符号を反転する位置
と、非巡回型ディジタルフィルタ３，４へのフィルタタ
ップ係数の割り当て方が変化するが、本質的な差はな
い。

【００５２】図２はＱＡＭ用のディジタル直交変調器の
第２の実施の形態を示す。図２において、５，６，７，
８は非巡回形ディジタルフィルタ、１０は多重回路、１
１はレジスタ、３０，３１はベースバンド信号入力端
子、３２は変調信号出力端子である。入力端子３０から
入力されたＩ軸のベースバンド信号（Ｒ０，Ｒ１，・・
・）は、非巡回型ディジタルフィルタ５，６に入力され
る。また、入力端子３１から入力されたＱ軸のベースバ
ンド信号（Ｉ０，Ｉ１，・・・）は、非巡回型ディジタ
ルフィルタ７，８に入力される。

【００５３】非巡回型ディジタルフィルタ５，６，７，
８のタップ数はそれぞれＮ個，Ｎ個，Ｎ個，（Ｎ−１）
個（ただし、Ｎは２以上の整数）である。復調側とルー
ト配分されたロールオフ・フィルタ特性の時間軸インパ
ルス応答波形を１／４ｆs の時間間隔でサンプリングし
た（４Ｎ−１）個のフィルタタップ係数の４Ｋ番目（た
だし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））を非巡回型ディジ
タルフィルタ５に、（４Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝
０，１，…，（Ｎ−１））を非巡回型ディジタルフィル
タ７に、（４Ｋ＋２）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，
（Ｎ−１））を非巡回型ディジタルフィルタ６に、（４
Ｋ＋３）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−２））
を非巡回型ディジタルフィルタ８に割り当てる。さら
に、非巡回型ディジタルフィルタ５と非巡回型ディジタ
ルフィルタ８のフィルタタップ係数の符号を反転する。

【００５４】また、（４Ｎ−１）個のフィルタタップ係
数を有する１個の非巡回型ディジタルフィルタを４個に
分解したので、各ディジタルフィルタの利得が１／４に
なる。したがって、非巡回型ディジタルフィルタ５，
６，７，８の各フィルタタップ係数を４倍にして補償す
る。非巡回型ディジタルフィルタ８のみが、他の非巡回
型ディジタルフィルタよりも１タップだけタップ数が小
さくなるので、フィルタでの遅延を補償するレジスタ１
１を挿入する。レジスタ１１はクロックｆs で動作す
る。なお、非巡回型ディジタルフィルタ５，６，７，８
はすべてシンボルレートｆs で処理を行う。図２には、
従来例と同様に（４Ｎ−１）が７タップ（Ｎ＝２）の場
合でフィルタタップ係数の割り当てを記入してある。図
２と（数６）から、非巡回型ディジタルフィルタ８の出
力はＹ０、非巡回型ディジタルフィルタ６の出力はＹ
１、非巡回型ディジタルフィルタ７の出力はＹ２、非巡
回型ディジタルフィルタ５の出力はＹ３に一致すること
がわかる。したがって、非巡回型ディジタルフィルタ
８，６，７，５の順にフィルタ出力を多重回路１０にて
時間軸多重して、周期１／４ｆs の信号として多重すれ
ば変調信号が得られる。変調出力（Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，
・・・）は、非巡回型ディジタルフィルタ５，６，７，
８のタップ数によらず（数６）の４パターンの繰り返し
となるので、図２の構成で直交変調器を実現できる。な
お、上記において、構成はタップ数に依存しないが、従
来例におけるタップ数に応じて、各ディジタルフィルタ
５，６，７，８のタップ数を変化させる必要がある。例
えば、従来のディジタル直交変調器のＮが３の場合に
は、図２の回路もＮ＝３の構成にする必要がある。

【００５５】以上のように、非巡回型ディジタルフィル
タのフィルタタップ係数を４組に分割し、そのうちの２
組のフィルタタップ係数の符号を反転することにより、
つまり、非巡回型ディジタルフィルタ５，６，７，８の
うち、非巡回型ディジタルフィルタ５，８のフィルタタ
ップ係数の符号を反転することにより、ＱＡＭ変調に関
するＳＩＮωs ｔ、ＣＯＳωs ｔを乗算するという演算
回路を不要にすることができ、ディジタル直交変調器の
構成を簡略化できる。また、図２の構成では非巡回型デ
ィジタルフィルタ５，６，７，８がすべてシンボルレー
トｆs での処理となるので、高ビットレートのディジタ
ル直交変調器を実現するのに適している。

【００５６】なお、ＳＩＮωs ｔ、ＣＯＳωs ｔの位相
の選び方により、フィルタタップ係数の符号を反転すべ
き非巡回型ディジタルフィルタと、非巡回型ディジタル
フィルタ５，６，７，８へのフィルタタップ係数の割り
当て方が変化するが、本質的な差はない。図３はＶＳＢ
用のディジタル直交変調器の第１の実施の形態を示す。
図３において、１はサンプリング周波数変換器、３，４
は非巡回形ディジタルフィルタ、９は多重回路、１１は
レジスタ、３０はベースバンド信号入力端子、３２は変
調信号出力端子である。

【００５７】動作は図１とほぼ同じである。異なる点は
ＶＳＢ変調で、ベースバンド信号がＩ軸のみしかないの
でＩ軸側の非巡回型ディジタルフィルタ３とＱ軸側の非
巡回型ディジタルフィルタ４の入力をサンプリング周波
数変換器１の出力に一本化した点である。ＶＳＢ変調波
は搬送波に対して非対称なスペクトルを有するので、そ
の波形整形フィルタは複素数のフィルタタップ係数を持
つ非巡回型ディジタルフィルタが必要となる。したがっ
て、非巡回型ディジタルフィルタ３には複素係数の実数
部を、非巡回型ディジタルフィルタ４には複素係数の虚
数部を割り当てる。

【００５８】ただし、従来例の図７と図８から導かれた
本発明の図１の方法が利用できる。非巡回型ディジタル
フィルタ３，４のフィルタタップ係数はそれぞれ２Ｎ個
と（２Ｎ−１）個（ただし、Ｎは２以上の整数）であ
る。復調側とルート配分されたロールオフ・フィルタ特
性の時間軸上の複素インパルス応答波形を１／４ｆs の
時間間隔でサンプリングした（４Ｎ−１）個のフィルタ
タップ係数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２
Ｎ−１））の実数部を非巡回型ディジタルフィルタ３に
割り当て，（２Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝０，１，
…，（２Ｎ−２））の虚数部を非巡回型ディジタルフィ
ルタ４に割り当てる。さらに、非巡回型ディジタルフィ
ルタ３，４の各々の入力側から見て偶数番目のフィルタ
タップ係数の符号を反転する。

【００５９】また、（４Ｎ−１）個のフィルタタップ係
数を有する１個の非巡回型ディジタルフィルタを２個に
分解したので、各ディジタルフィルタの利得が１／２に
なる。したがって、非巡回型ディジタルフィルタ３，４
の各フィルタタップ係数を２倍にすることにより補償す
る。以上述べた構成を備えることにより、この実施の形
態のディジタル直交変調器はシンボル周波数ｆs を搬送
波とするＶＳＢ変調信号（Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，・・・）
を発生することができる。

【００６０】以上のように、フィルタタップ係数の符号
を周期的に反転した非巡回型ディジタルフィルタを備え
ることにより、ＶＳＢ変調に関するＳＩＮωs ｔ、ＣＯ
Ｓωs ｔを乗算するという演算回路を不要にすることが
でき、ディジタル直交変調器の構成を簡略化できる。な
お、ＳＩＮωs ｔ、ＣＯＳωs ｔの位相の選び方によ
り、フィルタタップ係数の符号を反転する位置と、非巡
回型ディジタルフィルタ３，４へのフィルタタップ係数
の割り当て方が変化するが、本質的な差はない。上記の
割り当てとは逆に、復調側とルート配分されたロールオ
フ・フィルタ特性の時間軸上の複素インパルス応答波形
を１／４ｆs の時間間隔でサンプリングした（４Ｎ−
１）個のフィルタタップ係数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝
０，１，…，（２Ｎ−１））の虚数部を非巡回型ディジ
タルフィルタ３に割り当て、（２Ｋ＋１）番目（ただ
し、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−２））の実数部を非巡回
型ディジタルフィルタ４に割り当ててもよい。この場合
の構成は図１５に示すようになる。

【００６１】図４はＶＳＢ用のディジタル直交変調器の
第２の実施の形態を示す。図４において、５，６，７，
８は非巡回形ディジタルフィルタ、１０は多重回路、１
１はレジスタ、３０はベースバンド信号入力端子、３２
は変調信号出力端子である。図３と同様にＶＳＢ変調を
行うので、ベースバンド信号はＩ軸のみであり、一系統
の入力信号が非巡回型ディジタルフィルタ５，６，７，
８に共通に入力される。

【００６２】非巡回型ディジタルフィルタ５，６，７，
８のタップ数はそれぞれＮ個，Ｎ個，Ｎ個，（Ｎ−１）
個（Ｎは２以上の整数）である。復調側とルート配分さ
れたロールオフ・フィルタ特性の時間軸上の複素インパ
ルス応答波形を１／４ｆs の時間間隔でサンプリングし
た（４Ｎ−１）個のフィルタタップ係数の４Ｋ番目（た
だし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））の実数部を非巡回
型ディジタルフィルタ５に、（４Ｋ＋１）番目（ただ
し、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））の虚数部を非巡回型
ディジタルフィルタ７に、（４Ｋ＋２）番目（ただし、
Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））の実数部を非巡回型ディ
ジタルフィルタ６に、（４Ｋ＋３）番目（ただし、Ｋ＝
０，１，…，（Ｎ−２））の虚数部を非巡回型ディジタ
ルフィルタ８に割り当てる。

【００６３】また、（４Ｎ−１）個のフィルタタップ係
数を有する１個の非巡回型ディジタルフィルタを４個に
分解したので、各ディジタルフィルタの利得が１／４に
なる。したがって、非巡回型ディジタルフィルタ５，
６，７，８の各フィルタタップ係数を４倍にして補償す
る。さらに、非巡回型ディジタルフィルタ５，８のフィ
ルタタップ係数の符号を反転する。非巡回型ディジタル
フィルタ８のみが他の非巡回型ディジタルフィルタより
も１タップだけタップ数が小さくなるので、フィルタで
の遅延を補償するレジスタ１１を挿入する。レジスタ１
１はクロックｆsで動作する。なお、非巡回型ディジタ
ルフィルタ５，６，７，８はすべてシンボルレートｆs
で処理を行う。

【００６４】図４には従来例と同様に（４Ｍ−１）が７
タップの場合で、フィルタタップ係数の割り当てを記入
してある。図２と（数６）の関係の類推から、非巡回型
ディジタルフィルタ８の出力はＹ０、非巡回型ディジタ
ルフィルタ６の出力はＹ１、非巡回型ディジタルフィル
タ７の出力はＹ２、非巡回型ディジタルフィルタ５の出
力はＹ３に一致することがわかる。したがって、非巡回
型ディジタルフィルタ８，６，７，５の順にフィルタ出
力を多重回路１０にて時間軸多重して、周期１／４ｆs
の信号として多重すれば変調信号が得られる。変調出力
（Ｙ０，Ｙ１，Ｙ２，．．．）は、非巡回型ディジタル
フィルタのタップ数によらず（数６）の４パターンの繰
り返しとなるので、図４の構成で直交変調器を実現でき
る。

【００６５】以上のように、非巡回型ディジタルフィル
タのフィルタタップ係数を４組に分割し、そのうちの２
組のフィルタタップ係数の符号を反転することにより、
つまり、非巡回型ディジタルフィルタ５，６，７，８の
うち、非巡回型ディジタルフィルタ５，８のフィルタタ
ップ係数の符号を反転することにより、ＶＳＢ変調に関
するＳＩＮωs ｔ、ＣＯＳωs ｔを乗算するという演算
回路を削除することができ、ディジタル直交変調器の構
成を簡略化できる。また、図４の構成では非巡回型ディ
ジタルフィルタがすべてシンボルレートｆs での処理と
なるので、高ビットレートの変調器を実現するのに適し
ている。

【００６６】なお、ＳＩＮωs ｔ、ＣＯＳωs ｔの位相
の選び方により、フィルタタップ係数の符号を反転すべ
き非巡回型ディジタルフィルタと、非巡回型ディジタル
フィルタ５，６，７，８へのフィルタタップ係数の割り
当て方が変化するが、本質的な差はない。上記の割り当
てとは逆に、復調側とルート配分されたロールオフ・フ
ィルタ特性の時間軸上の複素インパルス応答波形を１／
４ｆs の時間間隔でサンプリングした（４Ｎ−１）個の
フィルタタップ係数の４Ｋ番目（ただし、Ｋ＝０，１，
…，（Ｎ−１））の虚数部を非巡回型ディジタルフィル
タ５に、（４Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，
（Ｎ−１））の実数部を非巡回型ディジタルフィルタ７
に、（４Ｋ＋２）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ
−１））の虚数部を非巡回型ディジタルフィルタ６に、
（４Ｋ＋３）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−
２））の実数部を非巡回型ディジタルフィルタ８に割り
当ててもよい。

【００６７】〔ディジタル直交復調器の実施の形態〕以
下、この発明の実施の形態におけるディジタル直交復調
器について、図面を参照しながら説明する。図５はＱＡ
Ｍ用のディジタル直交復調器の実施の形態を示す。図５
において、５１，５２は非巡回形ディジタルフィルタ、
５５，５６はサンプリング周波数変換器、５７，５８，
５９，６０はレジスタ、９０は変調信号入力端子、９
１，９２はベースバンド信号出力端子である。

【００６８】動作は図１０のディジタル直交復調器とほ
ぼ同じで、異なる点は図１０の乗算器７１，７２と発振
器６９，７０を除去した点と、非巡回型ディジタルフィ
ルタのフィルタタップ係数である。非巡回型ディジタル
フィルタ５１，５２のフィルタタップ係数はそれぞれ２
Ｎ個と（２Ｎ−１）個（ただし、Ｎは２以上の整数）で
ある。変調側とルート配分されたロールオフ・フィルタ
特性の時間軸インパルス応答波形を１／４ｆs の時間間
隔でサンプリングした（４Ｎ−１）個のフィルタタップ
係数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−
１））を非巡回型ディジタルフィルタ５１に割り当て、
（２Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−
２））を非巡回型ディジタルフィルタ５２に割り当て
る。

【００６９】ただし、非巡回型ディジタルフィルタ５
１，５２の各々の入力側から見て偶数番目のフィルタタ
ップ係数の符号を反転する。また、（４Ｎ−１）個のフ
ィルタタップ係数を有する１個の非巡回型ディジタルフ
ィルタを２個に分解したので、各ディジタルフィルタの
利得が１／２になる。したがって、非巡回型ディジタル
フィルタ５１，５２の各フィルタタップ係数を２倍にす
ることにより補償する。

【００７０】以上述べた構成を備えることにより、この
実施の形態のディジタル直交復調器は図９および図１０
の従来例と同一の復調信号を得ることができる。これは
（数４）が（数７）に変形できることから明らかであ
る。

【００７１】

【数７】

【００７２】以上のように、フィルタタップ係数の符号
を周期的に反転した非巡回型ディジタルフィルタを備え
ることにより、ＱＡＭ復調に関するＳＩＮ（−ωs
ｔ）、ＣＯＳ（−ωs ｔ）を乗算するという演算回路を
不要にすることができ、ディジタル直交復調器の構成を
簡略化できる。なお、ＳＩＮ（−ωs ｔ）、ＣＯＳ（−
ωs ｔ）の位相の選び方により、フィルタタップ係数の
符号を反転する位置と、非巡回型ディジタルフィルタ５
１，５２へのフィルタタップ係数の割り当て方が変化す
るが、本質的な差はない。

【００７３】また、ＱＡＭの直交復調では非巡回型ディ
ジタルフィルタのフィルタタップ係数が対称型になるの
で、図５の例ではＣ０＝Ｃ６、Ｃ２＝Ｃ４、Ｃ１＝Ｃ５
であることを利用すれば、（数７）はさらに（数８）に
変形できる。

【００７４】

【数８】

【００７５】すなわち、入力信号列の加算の際の符号
と、フィルタタップ係数の符号に細工をすることによ
り、ＱＡＭ復調に関するＳＩＮ（−ωs ｔ）、ＣＯＳ
（−ωs ｔ）を乗算するという演算回路を不要にすると
同時に非巡回型ディジタルフィルタの乗算器の数を半減
することが可能である。この場合、非巡回形ディジタル
フィルタ５１の構成が図１６に示すようになり、非巡回
形ディジタルフィルタ５２の構成が図１７に示すように
なる。図１６において、１４１は入力端子、１４２は出
力端子、１４３〜１４５は１クロック遅延回路を構成す
るレジスタ、１４６，１４７は加算器、１４８，１４９
は定数Ｃ０，Ｃ２を乗算する乗算器、１５０は加算器で
ある。図１７において、１５３，１５４は１クロック遅
延回路を構成するレジスタ、１５５は加算器、１５６，
１５７は定数−Ｃ１，Ｃ３を乗算する乗算器、１５８は
加算器である。

【００７６】図６はＶＳＢ用のディジタル直交復調器の
実施の形態を示す。図６において、５３，５４は非巡回
形ディジタルフィルタ、５５，５６はサンプリング周波
数変換器、９０は変調信号入力端子、９１，９２はベー
スバンド信号出力端子である。図１１の説明で得られた
ＶＳＢ変調信号の復調ベースバンド信号は（数５）で表
現されるが、これを整理すると（数９）となる。

【００７７】

【数９】

【００７８】（数９）を実現するブロック図は、図６に
なる。すなわち、周期１／４ｆs でサンプリングされた
搬送波周波数をｆs とするＶＳＢ変調信号（Ｘ０，Ｘ
１，Ｘ２，・・・）は、非巡回形ディジタルフィルタ５
３，５４に入力される。非巡回型ディジタルフィルタ５
３，５４のフィルタタップ係数はそれぞれ（４Ｎ−１）
個（ただし、Ｎは２以上の整数）である。変調側とルー
ト配分されたロールオフ・フィルタ特性の時間軸上の複
素インパルス応答波形を１／４ｆs の時間間隔でサンプ
リングした（４Ｎ−１）個のフィルタタップ係数の２Ｋ
番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−１））の実数
部を非巡回型ディジタルフィルタ５３の２Ｋ番目のタッ
プに、虚数部を非巡回型ディジタルフィルタ５４の２Ｋ
番目のタップに割り当て、（２Ｋ＋１）番目（ただし、
Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−２））の虚数部を非巡回型デ
ィジタルフィルタ５３の（２Ｋ＋１）番目のタップに、
実数部を非巡回型ディジタルフィルタ５４の（２Ｋ＋
１）番目のタップに割り当てる。さらに、非巡回型ディ
ジタルフィルタの出力側をタップ番号の０番として、非
巡回型ディジタルフィルタ５３の（４Ｋ＋２）番目およ
び（４Ｋ＋３）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−
１））のフィルタタップ係数の符号を反転し、非巡回型
ディジタルフィルタ５４の（４Ｋ＋１）番目および（４
Ｋ＋２）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））
のフィルタタップ係数の符号を反転する。また、（４Ｎ
−１）個のフィルタタップ係数を有する１個の非巡回型
ディジタルフィルタを２個に分解したので、各フィルタ
の利得が１／２になる。したがって、非巡回型ディジタ
ルフィルタ５３，５４の各フィルタタップ係数を２倍に
することにより補償する。

【００７９】非巡回型ディジタルフィルタ５３，５４は
周期１／４ｆs で演算を行うので、４サンプルから１サ
ンプルを選択して出力するサンプリング周波数変換器５
５，５６を通して、Ｉ軸の復調出力（Ｒ０，Ｒ４，・・
・）が出力端子９１に、Ｑ軸の復調出力（Ｉ０，Ｉ４，
・・・）が出力端子９２に出力される。以上のように、
フィルタタップ係数の符号を周期的に反転すると同時
に、複素フィルタの実数部と虚数部を交互に配列した非
巡回型ディジタルフィルタを備えることにより、ＶＳＢ
復調に関するＳＩＮ（−ωs ｔ）、ＣＯＳ（−ωs ｔ）
を乗算するという演算回路を不要にすると同時に複素フ
ィルタの構成を簡素化でき、ディジタル直交復調器の構
成を簡略化できる。

【００８０】なお、ＳＩＮ（−ωs ｔ）、ＣＯＳ（−ω
s ｔ）の位相の選び方により、フィルタタップ係数の符
号を反転する位置と、非巡回型ディジタルフィルタ５
３，５４へのフィルタタップ係数の割り当て方が変化す
るが、本質的な差はない。上記とは逆に、変調側とルー
ト配分されたロールオフ・フィルタ特性の時間軸上の複
素インパルス応答波形を１／４ｆs の時間間隔でサンプ
リングした（４Ｎ−１）個のフィルタタップ係数の２Ｋ
番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−１））の虚数
部を非巡回型ディジタルフィルタ５３の２Ｋ番目のタッ
プに、実数部を非巡回型ディジタルフィルタ５４の２Ｋ
番目のタップに割り当て、（２Ｋ＋１）番目（ただし、
Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−２））の実数部を非巡回型デ
ィジタルフィルタ５３の（２Ｋ＋１）番目のタップに、
虚数部を非巡回型ディジタルフィルタ５４の（２Ｋ＋
１）番目のタップに割り当ててもよい。この場合の構成
は図１８に示すようになる。

【００８１】

【発明の効果】以上のように、この発明のディジタル直
交変調器およびディジタル直交復調器によれば、非巡回
型ディジタルフィルタのフィルタタップ係数の符号を周
期的に反転することにより、直交変復調に関してＳＩＮ
ωs ｔ、ＣＯＳωs ｔなどを乗算する演算回路を不要と
し、これにより、構成が簡単なディジタル直交変復調器
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施の形態のＱＡＭ用ディジ
タル直交変調器のブロック図である。

【図２】この発明の第２の実施の形態のＱＡＭ用ディジ
タル直交変調器のブロック図である。

【図３】この発明の第１の実施の形態のＶＳＢ用ディジ
タル直交変調器のブロック図である。

【図４】この発明の第２の実施の形態のＶＳＢ用ディジ
タル直交変調器のブロック図である。

【図５】この発明の第１の実施の形態のＱＡＭ用ディジ
タル直交復調器のブロック図である。

【図６】この発明の第１の実施の形態のＶＳＢ用ディジ
タル直交復調器のブロック図である。

【図７】第１の従来例のＱＡＭ用ディジタル直交変調器
のブロック図である。

【図８】第２の従来例のＱＡＭ用ディジタル直交変調器
のブロック図である。

【図９】第１の従来例のＱＡＭ用ディジタル直交復調器
のブロック図である。

【図１０】第２の従来例のＱＡＭ用ディジタル直交復調
器のブロック図である。

【図１１】従来例のＶＳＢ用ディジタル直交復調器のブ
ロック図である。

【図１２】図７における非巡回形ディジタルフィルタ１
２，１３の具体的な構成を示すブロック図である。

【図１３】図８における非巡回形ディジタルフィルタ３
の具体的な構成を示すブロック図である。

【図１４】図８における非巡回形ディジタルフィルタ４
の具体的な構成を示すブロック図である。

【図１５】図３のＶＳＢ用ディジタル直交変調器の変形
例の構成を示すブロック図である。

【図１６】図５における非巡回形ディジタルフィルタ５
１の変形例の構成を示すブロック図である。

【図１７】図５における非巡回形ディジタルフィルタ５
２の変形例の構成を示すブロック図である。

【図１８】図６のＶＳＢ用ディジタル直交復調器の変形
例の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１，２ サンプリング周波数変換器 ３，４，５，６，７，８ 非巡回型ディジタルフィルタ ９，１０ 多重回路 １１ レジスタ ３０，３１ ベースバンド信号入力端子 ３２ 変調信号出力端子 ５１，５２，５３，５４ 非巡回型ディジタルフィルタ ５５，５６ サンプリング周波数変換器 ５７，５８，５９，６０ レジスタ ９０ 変調信号入力端子 ９１，９２ ベースバンド信号出力端子

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の信号を入力する２Ｎタップ（ただ
   し、Ｎは２以上の整数）の第１の非巡回形ディジタルフ
   ィルタと、第２の信号を入力する（２Ｎ−１）タップの
   第２の非巡回形ディジタルフィルタと、前記第１および
   第２の非巡回形ディジタルフィルタの出力を交互に時間
   軸多重する多重回路とを備え、 ４倍オーバーサンプリングで設計された（４Ｎ−１）個
   の実数のフィルタタップ係数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝
   ０，１，…，（２Ｎ−１））を前記第１の非巡回形ディ
   ジタルフィルタに、（２Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝
   ０，１，…，（２Ｎ−２））を前記第２の非巡回形ディ
   ジタルフィルタにそれぞれ割り当て、 前記第１および前記第２の非巡回形ディジタルフィルタ
   にそれぞれ割り当てられたフィルタタップ係数の符号を
   １個おきに反転したことを特徴とするディジタル直交変
   調器。
2. 【請求項２】 第１の信号を入力するＮタップ（ただ
   し、Ｎは２以上の整数）の第１の非巡回形ディジタルフ
   ィルタと、前記第１の信号を入力するＮタップの第２の
   非巡回形ディジタルフィルタと、第２の信号を入力する
   Ｎタップの第３の非巡回形ディジタルフィルタと、前記
   第２の信号を入力する（Ｎ−１）タップの第４の非巡回
   形ディジタルフィルタと、前記第１，第２，第３および
   第４の非巡回形ディジタルフィルタの出力を順に時間軸
   多重する多重回路とを備え、 ４倍オーバーサンプリングで設計された（４Ｎ−１）個
   の実数のフィルタタップ係数の４Ｋ番目（ただし、Ｋ＝
   ０，１，…，（Ｎ−１））を前記第１の非巡回形ディジ
   タルフィルタに、（４Ｋ＋２）番目（ただし、Ｋ＝０，
   １，…，（Ｎ−１））を前記第２の非巡回形ディジタル
   フィルタに、（４Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝０，１，
   …，（Ｎ−１））を前記第３の非巡回形ディジタルフィ
   ルタに、（４Ｋ＋３）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…
   （Ｎ−２））を前記第４の非巡回形ディジタルフィルタ
   にそれぞれ割り当て、 前記第１，第２，第３および第４の非巡回形ディジタル
   フィルタのうちの２個の非巡回形ディジタルフィルタの
   フィルタタップ係数の符号を全て反転したことを特徴と
   するディジタル直交変調器。
3. 【請求項３】 第１の信号を入力する２Ｎタップ（ただ
   し、Ｎは２以上の整数）の第１の非巡回形ディジタルフ
   ィルタと、前記第１の信号を入力する（２Ｎ−１）タッ
   プの第２の非巡回形ディジタルフィルタと、前記第１お
   よび第２の非巡回形ディジタルフィルタの出力を交互に
   時間軸多重する多重回路とを備え、 ４倍オーバーサンプリングで設計された（４Ｎ−１）個
   の複素数のフィルタタップ係数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ
   ＝０，１，…，（２Ｎ−１））の実数部を前記第１の非
   巡回形ディジタルフィルタに、（２Ｋ＋１）番目（ただ
   し、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−２））の虚数部を前記第
   ２の非巡回形ディジタルフィルタにそれぞれ割り当てる
   か、または（４Ｎ−１）個の複素数のフィルタタップ係
   数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−
   １））の虚数部を前記第１の非巡回形ディジタルフィル
   タに、（２Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，
   （２Ｎ−２））の実数部を前記第２の非巡回形ディジタ
   ルフィルタにそれぞれ割り当て、 前記第１および第２の非巡回形ディジタルフィルタにそ
   れぞれ割り当てられたフィルタタップ係数の符号を１個
   おきに反転したことを特徴とするディジタル直交変調
   器。
4. 【請求項４】 第１の信号を入力するＮタップ（ただ
   し、Ｎは２以上の整数）の第１の非巡回形ディジタルフ
   ィルタと、前記第１の信号を入力するＮタップの第２の
   非巡回形ディジタルフィルタと、前記第１の信号を入力
   するＮタップの第３の非巡回形ディジタルフィルタと、
   前記第１の信号を入力する（Ｎ−１）タップの第４の非
   巡回形ディジタルフィルタと、前記第１，第２，第３お
   よび第４の非巡回形ディジタルフィルタの出力を順に時
   間軸多重する多重回路とを備え、 ４倍オーバーサンプリングで設計された（４Ｎ−１）個
   の複素数のフィルタタップ係数の４Ｋ番目（ただし、Ｋ
   ＝０，１，…，（Ｎ−１））の実数部を前記第１の非巡
   回形ディジタルフィルタに、（４Ｋ＋２）番目（ただ
   し、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））の実数部を前記第２
   の非巡回形ディジタルフィルタに、（４Ｋ＋１）番目
   （ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−１））の虚数部を前
   記第３の非巡回形ディジタルフィルタに、（４Ｋ＋３）
   番目（ただし、Ｋ＝０，１，…（Ｎ−２））の虚数部を
   前記第４の非巡回形ディジタルフィルタにそれぞれ割り
   当てるか、または（４Ｎ−１）個の複素数のフィルタタ
   ップ係数の４Ｋ番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（Ｎ−
   １））の虚数部を前記第１の非巡回形ディジタルフィル
   タに、（４Ｋ＋２）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，
   （Ｎ−１））の虚数部を前記第２の非巡回形ディジタル
   フィルタに、（４Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝０，１，
   …，（Ｎ−１））の実数部を前記第３の非巡回形ディジ
   タルフィルタに、（４Ｋ＋３）番目（ただし、Ｋ＝０，
   １，…，（Ｎ−２））の実数部を前記第４の非巡回形デ
   ィジタルフィルタにそれぞれ割り当て、 前記第１，第２，第３および第４の非巡回形ディジタル
   フィルタのうちの２個の非巡回形ディジタルフィルタの
   フィルタタップ係数の符号を全て反転したことを特徴と
   するディジタル直交変調器。
5. 【請求項５】 ４倍オーバーサンプリングで離散化され
   た入力信号の２Ｌ番目（ただし、Ｌ＝０，１，…，（２
   Ｎ−１））を入力する２Ｎタップ（ただし、Ｎは２以上
   の整数）の第１の非巡回形ディジタルフィルタと、前記
   離散化された入力信号の（２Ｌ＋１）番目（ただし、Ｌ
   ＝０，１，…，（２Ｎ−２））を入力する（２Ｎ−１）
   タップの第２の非巡回形ディジタルフィルタとを備え、 ４倍オーバーサンプリングで設計された（４Ｎ−１）個
   の実数のフィルタタップ係数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝
   ０，１，…，（２Ｎ−１））を前記第１の非巡回形ディ
   ジタルフィルタに、（２Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝
   ０，１，…，（２Ｎ−２））を前記第２の非巡回形ディ
   ジタルフィルタにそれぞれ割り当て、 前記第１および第２の非巡回形ディジタルフィルタにそ
   れぞれ割り当てられたフィルタタップ係数の符号を１個
   おきに反転したことを特徴とするディジタル直交復調
   器。
6. 【請求項６】 ４倍オーバーサンプリングで離散化した
   信号を入力する（４Ｎ−１）タップの第１および第２の
   非巡回形ディジタルフィルタとを備え、 ４倍オーバーサンプリングで設計された（４Ｎ−１）個
   （ただし、Ｎは２以上の整数）の複素数のフィルタタッ
   プ係数の２Ｋ番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−
   １））の実数部を前記第１の非巡回形ディジタルフィル
   タの２Ｋ番目のタップに、虚数部を前記第２の非巡回形
   ディジタルフィルタの２Ｋ番目のタップにそれぞれ割り
   当て、前記（４Ｎ−１）個の複素数のフィルタタップ係
   数の（２Ｋ＋１）番目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２
   Ｎ−２））の虚数部を前記第１の非巡回形ディジタルフ
   ィルタの（２Ｋ＋１）番目のタップに、実数部を前記第
   ２の非巡回形ディジタルフィルタの（２Ｋ＋１）番目の
   タップにそれぞれ割り当てるか、または前記（４Ｎ−
   １）個の複素数のフィルタタップ係数の２Ｋ番目（ただ
   し、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−１））の虚数部を前記第
   １の非巡回形ディジタルフィルタの２Ｋ番目のタップ
   に、実数部を前記第２の非巡回形ディジタルフィルタの
   ２Ｋ番目のタップにそれぞれ割り当て、前記（４Ｎ−
   １）個の複素数のフィルタタップ係数の（２Ｋ＋１）番
   目（ただし、Ｋ＝０，１，…，（２Ｎ−２））の実数部
   を前記第１の非巡回形ディジタルフィルタの（２Ｋ＋
   １）番目のタップに、虚数部を前記第２の非巡回形ディ
   ジタルフィルタの（２Ｋ＋１）番目のタップにそれぞれ
   割り当て、 前記第１および第２の非巡回形ディジタルフィルタにそ
   れぞれ割り当てられたフィルタタップ係数の符号を２個
   おきに２個ずつ反転したことを特徴とするディジタル直
   交復調器。