JPH0424953B2 - - Google Patents
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- JPH0424953B2 JPH0424953B2 JP57082566A JP8256682A JPH0424953B2 JP H0424953 B2 JPH0424953 B2 JP H0424953B2 JP 57082566 A JP57082566 A JP 57082566A JP 8256682 A JP8256682 A JP 8256682A JP H0424953 B2 JPH0424953 B2 JP H0424953B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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- Power Conversion In General (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の背景
この発明は、一般にサイリスタ制御式AC／DC
コンバータ、特に出力に純粋のDC電圧を発生す
るためにそのようなコンバータでの高調波を減少
させることである。 DC出力電圧に重畳されるリツプルを形成する
高調波成分が避けられない不完全さのせいでfs・
ｐ（たヾしｐはコンバータのパルス数でありそし
てfsはAC電源の基本周波数である）の次数の成
分を最低周波数の高調波として理論的には含む
が、fs・ｐよりも低い周波数を持つ“非理論的”
高調波がまた存在することにこの発明は基づく。 慣用の受動ろ波技術は比較的高い周波数の“理
論的”高調波を処理でき、そしてこれはどんな難
しやコストを上げることもなく達成される。しか
しながら、fs、2fs、3fsの次数の“非理論的”高
調波を除去するには、“非理論的”高調波のより
低い周波数においてかつ、“理論的”高調波のよ
り高い周波数において充分な減衰度を得るための
大型で高価な受動フイルタが必要である。 従つて、能動ろ波技術を使用して非理論的低周
波の高調波の振幅を低減し、これにより高い周波
数の高調波に対し受動フイルタの使用を制限する
ことが提案される。 代表的な例として、60Hzで動作される12パル
ス・コンバータでは、能動ろ波技術によつて除去
されるべき非理論的高調波は60Hz、120Hzおよび
180Hzであるが、最低次数の“理論的”高調波は
（12×60）＝720Hzで生じる。 非放散ろ波技術すなわち“能動”ろ波技術は周
知である。電流源の能動枝路により不所望な高調
波成分を最少にするための能動ろ波技術は、過去
には、不所望な成分を表わす制御信号を出力から
取り出しかつ上記信号によつて制御された他の電
力素子を通じて適当な位相と値の補償電流を出力
へ注入し、もつて能動枝路を通る不所望な成分を
自動的に打ち消すことによつて行なわれた。例え
ば米国特許第4241395号を参照されたい。 この発明では、サイリスタ・コンバータ自体は
電流源の能動枝路として働き、従つて補償電流を
注入するために他のどんな電力素子も不要にする
ことである。 この発明の要約 静止制御型コンバータ装置では、非理論的周波
数が不連続で予測できることを認識した上で、コ
ンバータの出力での不所望な非理論的高調波成分
に関してコンバータ・サイリスタの点弧角を変更
するために多数の周波数選択回路（その各々が１
つの非理論的周波数と関係付けられる）が提供さ
れる。特定の各回路には、選択した特定周波数で
減衰させられるべき成分に関して高い利得が与え
られる。そのような周波数選択回路の高い利得
は、臨界周波数の両側で極めて速くロール・オフ
（roll off）するように選ばれる。その結果、不所
望な非理論的高調波周波数で大きい減衰度が良好
な安定性で得られる。 発明の望ましい実施例 第１図に示すように、サイリスタ制御型の
AC／DCコンバータ１はゲート・パルス増幅器兼
分配回路２と関係付けられている。このゲート・
パルス増幅器兼分配回路２は、サイリスタの点弧
角を制御して端子L1，L2間にDC出力（端子L1に
＋VDCそして端子L2に−VDC）を供給させる。普
通のDC型受動フイルタは、端子L1，L2間にＴ型
に配設されたインダクタLOおよびLO′並びにコン
デンサCOから成り、理論的には周波数ｆ＝ｋ・
ｐ・fsでDC出力電圧中に存在する高調波を減衰
させるのに役立つ。たヾし、fsはAC電源周波数
であり、ｐはAC／DCコンバータのパルス数であ
り、そしてｋ＝１、２、３……高調波の次数を定
める任意の正の整数である。従つて、理論的に存
在する最低次の高調波周波数はｐ・fsである。 負荷３はAC／DCコンバータ１の出力側に受動
フイルタの後で接続されている。 第２図は、第１図中のAC／DCコンバータ１と
して使用できる12パルスAC／DCコンバータの一
例を示す。２つのブリツジ（その各々が６個のサ
イリスタから成る）は端子L1，L2間に直列に接
続される。AC電源の３つの相Ａ，ＢおよびＣは
トランスTNFのΔ結線１次巻線へ接続されてい
る。トランスTNFのＹ結線２次巻線は第１ブリ
ツジFBの正極側にある３個のサイリスタT1，
T3，T5と負極側にある３個のサイリスタT2，
T4，T6とのそれぞれ接続点に結合されている。
第１ブリツジFBの正極側は端子L1（＋VDC）へ接
続されている。負極側はリンクLNKによつて第
２ブリツジSBの正極側例えば３個のサイリスタ
T1′，T3′，T5′のカソードへ接続されている。第
２ブリツジSBの残りの３個のサイリスタT2′，
T4′，T6′はそのアノードが端子L2（−VDC）へ接
続されている。 T1′，T2′間、T3′，T4′間およびT5′，T6′間の３
つの接続点はトランスの第２のΔ結線２次巻線へ
接続されている。Ｙ結線２次巻線に対するΔ結線
２次巻線の巻数比は１：√３である。 このような構成により、DC出力の理論的高調
波は60HzのAC電源に対してfh＝ｋ・12・60で与
えられる。高調波は従つて720Hz、1440Hzなどで
ある。 例えばサイリスタ、ヒユーズおよび母線の動作
自体での不等な順方向電圧降下のような、コンバ
ータ装置の或る種の回路上の不完全さのせいで、
奇数次数の非理論的高調波すなわち60Hzおよび
３・60Hz＝180Hzが発生することになる。３相電
源電圧の不平衡およびトランスの漏れリアクタン
スは偶数次数の非理論的高調波すなわち120Hzを
生じさせる。 適切に設計されたＬ−Ｃ受動フイルタは理論的
高調波を最少にする。この受動フイルタは、１次
理論的高調波すなわちfh＝ｐ・fsで始つて適切な
減衰を行なうように設計される。12パルスAC／
DCコンバータではfh＝12・60＝720Hzである。し
かしながら、Ｌ−Ｃ受動フイルタは周波数が低下
するにつれて減衰作用が急激に悪化する。受動フ
イルタは、従つて、720Hzよりもかなり低い周波
数をろ波するように特別に設計されないと、その
ような周波数を減衰させない。ところが、特別な
設計にするには、Ｌ−Ｃ受動フイルタをかなり大
型にする必要があることに加えて高価になるの
で、不都合である。そのようなフイルタがない
と、非理論的周波数での高調波はその大きさが減
衰された理論的高調波を超えるかもしれない。従
つて、この発明によれば、非理論的高調波を減少
するように設計された“能動フイルタ”を使用す
ることが提案される。能動フイルタは、AC／DC
コンバータのサイリスタの点弧角に影響する制御
手段を介して動作する。従つて、AC／DCコンバ
ータのDC出力電圧から除去されるべき理論的高
調波についてのみ有効に設計される受動フイルタ
とは無関係に能動フイルタは適用される。 第１図に示したAC／DCコンバータ１の出力
は、ライン４に供給された基準電流Irefに従いか
つDCフイルタの後の負荷電流と関係した電流セ
ンサCSからライン１５に導出された実際の出力
電流信号Iaに従い、ゲート・パルス増幅器兼分配
回路２によつて制御される。加算器S1はIrefおよ
びIaに応答して誤差信号Erを供給する。この誤差
信号Erは、ライン５、位相補償器６、ライン７お
よび伝達関数（Ｋ／ｓ）の積分器８を含む帰還ル
ープFBLに通される。積分器８は、積分した誤
差信号∫Erをライン９に出力する。∫Erは加算器S2
へ印加され、こゝで米国特許第3713012号に示さ
れた技術に応じて設計された位相ロツク型の可変
電圧および周波数発振器PLOの発生したのこぎ
り歯状信号から減算される。位相ロツク発振器
PLOは、抵抗Ｒを通してコンデンサＣを充電し
かつこのコンデンサＣの両端間に上昇するランプ
電圧を発生させることになる補助DC電源ASを含
む。外部から制御されるスイツチSWは、コンデ
ンサＣを周期的に放電さしかつ出力ライン１０に
新しいのこぎり歯状波を発生させ始める。位相ロ
ツク発振器PLOはゲート・パルス増幅器兼分配
回路２中のゲート・パルス増幅器と協働して下記
のように動作する。 コンデンサＣの下側の電極は補助DC電源ASに
よつて−VBまで負にバイアスされる。コンデン
サＣがランプ状に増加する電圧VCまで充電され
ると、その上側の電極は大地に対して上昇する電
位VC−VBにある。この電位は出力ライン１０を
通して加算器S2へ印加されかつその後ライン１１
を通してコンパレータ１３へ印加される。このコ
ンパレータ１３は零検出器の形態をしている、す
なわち０に等しい閾値電圧を持つている。コンデ
ンサＣの上側の電極が０電位に達する時に、コン
パレータ１３はライン１２を通じてゲート・パル
ス増幅器兼分配回路２をトリガすると同時にライ
ン１４およびスイツチSWによつてコンデンサＣ
を瞬時に放電させ、これにより別なランプ電圧を
発生させる。以上のことは∫Erが零であると仮定
した場合である。それで、出力ライン１０からの
トリガ用ランプ信号は第３図のカーブｂの左側部
分で示されるとおりである。AC／DCコンバータ
１は、コンパレータ１３の変化した状態に従うパ
ルスによつてライン１２を通して動作させられ
る。従つて、ゲート・パルス増幅器兼分配回路２
の出力によるサイリスタの点弧は同様に第３図の
パルスａで示されるとおりである。ゲート・パル
ス増幅器兼分配回路２は、トリガ用パルスを増幅
するゲート・パルス増幅器と、コンパレータ１３
から受けたパルスを数個のサイリスタのゲートに
周期的に分配する分配回路とから成る。スイツチ
SWによる放電に続き、コンデンサＣの上側の電
極が１／（ｐ・fs）秒で大地電位に達し、従つて
ライン９に零誤差積分信号がある時にサイリスタ
へ供給されたゲート・パルスがAC電源電圧と同
期状態に留りかつ端子L1，L2間に一定のDC出力
電圧を維持するように、位相ロツク発振器PLO
は調節される。 今、IaがIrefよりも大きくなつたとしよう。ラ
イン９からの∫Erは零から減少する。従つて、ラ
イン１１を通してコンパレータ１３へ供給された
組み合わせ電圧−VB＋VC−∫Erが大地に対して零
に達しそしてライン１４およびスイツチSWによ
る零へのリセツトが起る前に、コンデンサＣの充
電はより長く継続する。従つて、ランプ信号の振
幅は第３図のカーブｂの右側部分に示したように
増大する。その結果、カーブａに示したように、
ゲート・パルス間隔は増大しそして点弧角も徐々
に増大させる。その結果、∫Erが零に戻るまで
VDCおよびIaは減少される。IaがIrefよりも大きく
なる代りに小さくなつても、同じことが、云え
る。従つて、どちらの場合も、位相ロツク発振器
PLOは、出力電流の誤差が補正されるやいなや、
ｐ・fs周波数に自動的に自己ロツクする。この技
術は上述した米国特許第3713012号にもつと詳し
く述べられている。 もしVDC従つてIaが低い周波数の非理論的高調
波を含むならば、その高調波は同一周波数の誤差
信号Erを発生させるだろう。一般原則として、帰
還ループFBLはこの高調波を減衰させるために
使用できる。しかしながら、このためには大きな
ループ利得が必要である。例えば10の減衰度を得
るには、周波fh＝fs、2fs、3fsにそれぞれ相当する
角周波数ω＝377、754、1131ラジアン／秒で
20dBの利得が必要である。これは閉ループ制御
装置の安定度基準と規立し得ない。 この発明によれば、その代りに、各周波数毎に
１個づつの能動フイルタを用いることが提案され
る。そのような各能動フイルタは、不都合な非理
論的高調波周波数に同調された帯域増幅器の形態
をしている。第１図を参照すれば、そのような２
個の能動フイルタAF1 およびAF2 が例示されてい
る。各能動フイルタ中の帯域増幅器は一定の周波
数と適当な振幅との補正信号を帰還ライン１６ま
たは１６′に発生する。補正信号は加算器S2にお
いてライン９からの∫Erと加算されるようになつ
ている。従つて、加算器S2で重畳された補正信号
はライン１１によつてコンパレータ１３へ供給さ
れる。 第４図に示したように、ライン１６または１
６′の補正信号は非理論的周波数で変化する成分
を重畳し、これは電流調整用帰還ループFBLで
定められた平均値１／（ｐ・fs）を中心としてゲ
ーテイング間隔を変調することになる。端子L1，
L2間に得られた出力電圧の電圧変調がAC／DCコ
ンバータおよび対応する能動フイルタの累積利得
によつて定められた比でそのような非理論的高調
波の表わす変調を減衰させるように、ライン１６
または１６′の補正信号は適当な振幅と位相を持
つとしよう。このために、接続点ＪではAC／DC
コンバータのろ波してないDC出力電圧から高調
波成分が取り出される。各能動フイルタは、ろ波
してないDC電圧のACリツプル分を減結合するた
めにかつ安定な動作に必要な利得／位相補償を行
なうために、AC減結合兼位相補償回路１７を含
む。望ましくない周波数成分は、非理論的高調波
周波数に同調された帯域増幅器１８によつて取り
出される。残りの歪スペクトルは帯域増幅器１８
によつて除去される。事実、各能動フイルタは、
特定の非理論的高調波およびその近辺で高い利得
（代表的な例では30dB）を持つが残りの周波数ス
ペクトルに亘つて殆ど利得を持たない閉ループ電
圧制御回路（基準電圧は０ボルト）として働く。
電流帰還ループは、不都合な非理論的高調波周波
数で無視し得る利得しか持たないので、その動作
が能動フイルタによつて影響されない。 能動フイルタ（AF1 またはAF2 ）のための実際
の回路構成は、第５図に示すように、回路素子の
伝達関数を含む。帯域増幅器１８のボード
（Bode）図は第６図に示すとおりである。能動フ
イルタAF1 は３つの回路すなわちAC減結合回路
１７Ａ、位相補償回路１７Ｂおよび帯域増幅器１
８（第５図）を含む。 AC減結合回路１７Ａは、その入力側Viに電圧
VDC（これはAC／DCコンバータの、端子L1，L2
間での生の出力電圧である）をそして端子Ｘ，Ｙ
間に出力電圧Vp＝VXYを有する慣用の（C1R1）高
域フイルタ回路である。任意の各周波数ωでの利
得は、 ｜Vp／Vi｜＝ω／ω1／〔１＋（ω／ω1）2〕1/2 である。たヾし、ω1＝１／R1C1である。ViとVp
の移相はφ＝90°−arc tan（ω／ω1）である。 位相補償回路１７Ｂは、端子Ｘ，Ｙ間に設けら
れたコンデンサC2および抵抗R2のブリツジ構成
である。入力電圧はVi＝VXY（端子Ｘ，Ｙ間）で
ある。出力電圧はVp＝VAB（２つの直列回路C2お
よびR2のそれぞれ接続点Ａ，Ｂ間、一方は端子
Ｘ，Ｙ間にあつて、他方は端子Ｘ，Ｙ間にある）
である。任意の角周波数ωに対する位相補償回路
１７Ｂの回路関係は｜Vp／Vi｜＝１そしてφ＝
180°−2arc tan（ω／ω2）である。たヾし、ω2＝
１／R2C2である。 位相補償回路１７Ｂは、帯域増幅器１８中の演
算増幅器OA2へ入力される信号VABを供給するた
めに、演算増幅器OA1を中心に構成された加算増
幅器を含む。帯域増幅器１８は、それぞれ演算増
幅器OA2，OA3を中心に構成された２つの同一の
縦続接続段から成る。各段は、能動フイルタによ
つて減衰されるべき特定の高調波周波数に同調さ
れた双Ｔ型帰還回路網を用いる。各双Ｔ型帰還回
路網は下記のように構成される。すなわち、(1)演
算増幅器の出力端子と端子L2の間に接続されて
抵抗Ｒおよび値〔（α＋１）／α〕のコンデンサ
Ｃを含む第１直列回路網と、(2)第１直列回路網と
並列に接続されてコンデンサＣおよび値〔α／
（α＋１）〕の抵抗Ｒを含む第２直列回路網とであ
る。たヾし、αは帯域増幅器の感度を決定する設
計定数である。横方向枝路は、２つの他の直列回
路網の接続点間に設けられた抵抗αRおよびコン
デンサＣ／αを含む直列回路網である。横方向枝
路の接続点（OA2のF1、OA3のF2）は関連演算
増幅器の反転入力端子へ接続されている。その
上、帰還抵抗Rfは出力端子と反転入力端子の間
に設けられている。同調周波数ｆ＝１（2πRC）で
は、双Ｔ型回路網の、接続点F1またはF2での出
力は端子L2に対して零である。従つて、同調周
波数では各演算増幅器OA2，OA3の利得は帰還抵
抗Rfによつて定められる。他の周波数では、各
双Ｔ型回路網の、接続点F1またはF2での出力は
各演算増幅器の出力に比例し、そして接続点F1
またはF2から演算増幅器の反転入力端子までの
抵抗値零の帰還路によつてこれらの出力は強く減
衰される。帯域増幅器１８の出力VFILは、上述し
たように、AF1 のライン１６またはAF2 のライン
１６1によつて加算器S2へ印加される。 帯域増幅器１８の利得は任意の角周波数ωの関
数として下記のように表わされる。 ｜Vp／Vi｜＝［１＋（ω／ωp）］2・
G2／［１−（ω／ωp）2／δ＋１・GF＋１］2＋［ω／
ωp］2 ViとVpの移相は、 φ＝２｛arc tan（ω／ωp）−arc ta
nω／ωp／１＋１／δ＋１〔１−（ω／ωp）2〕・GF｝
である。たヾし、ωp＝１／RC、Ｇ＝Rf／Ri、Ｆ
＝Ri／Ｒ、Vi＝VAB、Vp＝VFILである。 第６図から理解できるように、このように定め
られた帯域増幅器はω／ωp＝1.03で最大利得を有
する。ろ波しようとする周波数で最大利得を得る
ために、各能動フイルタのωp周波数はωp＝2πfo／
1.03であるように選ばれる。AC減結合回路のω1
コーナ（corner）周波数および位相補償回路の
ω2コーナ周波数は、帯域増幅器の利得が最大で
ある高調波周波数よりも低い周波数および高い周
波数の両方で安定な動作をするための適切な位相
余裕を確保するように選ばれる。 能動フイルタの動作は、第７図ないし第１４図
に示したオシログラムによつて更に例示される。
これらのオシログラムは、60Hzの３相電源で動作
させた場合に、出力側にVDC＝40VかつIDC＝50A
を出力する12パルスAC／DCコンバータで得られ
た。第７図の上側のトレースはAC／DCコンバー
タのろ波してないDC出力電圧を示すが、下側の
トレースは負荷の両端間のろ波したDC電圧が能
動フイルタの無い場合約0.6ボルトのピークピー
ク値の低い周波数リツプルを呈することを10倍の
拡大スケールで示す。第８図は、それぞれ60Hz、
120Hz、180Hzに同調された３個の能動フイルタを
接続した時の同じく２つの信号を示す。その結
果、低い周波数のリツプルはかなり減少される。 第９図、第１０図は、120Hz用能動フイルタの
それぞれ第１段、第２段の出力を示す。第１１図
は加算器S2へ供給された60Hz用、120Hz用および
180Hz用能動フイルタの出力を示す。 第１２図は、加算されてコンパレータ１３へ供
給される出力ライン１０の位相ロツク発振器出力
信号とライン９の∫Erとを示す。なお、スムーズ
なカーブは∫Erを示し、そしてランプ状カーブは
位相ロツク発振器のコンデンサ電圧を示す。２つ
の信号が交差する毎にゲート・パルスがライン１
２によつて発生させられる。この例では、能動フ
イルタが接続されていない。 第１３図は、AF1 およびAF2 のような60Hz、
120Hzおよび180Hzに同調された３個の能動フイル
タの組み合わせ出力が∫Erに重畳される時の同じ
く２つの信号を示す。これは、低い周波数の高調
波成分を低減するのに必要な範囲までゲート・パ
ルスのタイミングに最少の補正をさせる。同じく
２つの信号は第１４図に20倍の拡大スケールで示
される。 この発明は、以上説明したとおり、理論的に存
在する高調波成分より低い周波数であつて、回路
上の不完全さのせいや電源電圧の不平衡等によつ
て発生し、AC電源周波数の整数倍の周波数であ
る非理論的高調波成分（例えば、AC電源周波数
を60Hzとすると、60、120、180Hzなど）、つまり
不所望な非理論的高調波成分を打ち消すことがで
きるという効果を奏する。
コンバータ、特に出力に純粋のDC電圧を発生す
るためにそのようなコンバータでの高調波を減少
させることである。 DC出力電圧に重畳されるリツプルを形成する
高調波成分が避けられない不完全さのせいでfs・
ｐ（たヾしｐはコンバータのパルス数でありそし
てfsはAC電源の基本周波数である）の次数の成
分を最低周波数の高調波として理論的には含む
が、fs・ｐよりも低い周波数を持つ“非理論的”
高調波がまた存在することにこの発明は基づく。 慣用の受動ろ波技術は比較的高い周波数の“理
論的”高調波を処理でき、そしてこれはどんな難
しやコストを上げることもなく達成される。しか
しながら、fs、2fs、3fsの次数の“非理論的”高
調波を除去するには、“非理論的”高調波のより
低い周波数においてかつ、“理論的”高調波のよ
り高い周波数において充分な減衰度を得るための
大型で高価な受動フイルタが必要である。 従つて、能動ろ波技術を使用して非理論的低周
波の高調波の振幅を低減し、これにより高い周波
数の高調波に対し受動フイルタの使用を制限する
ことが提案される。 代表的な例として、60Hzで動作される12パル
ス・コンバータでは、能動ろ波技術によつて除去
されるべき非理論的高調波は60Hz、120Hzおよび
180Hzであるが、最低次数の“理論的”高調波は
（12×60）＝720Hzで生じる。 非放散ろ波技術すなわち“能動”ろ波技術は周
知である。電流源の能動枝路により不所望な高調
波成分を最少にするための能動ろ波技術は、過去
には、不所望な成分を表わす制御信号を出力から
取り出しかつ上記信号によつて制御された他の電
力素子を通じて適当な位相と値の補償電流を出力
へ注入し、もつて能動枝路を通る不所望な成分を
自動的に打ち消すことによつて行なわれた。例え
ば米国特許第4241395号を参照されたい。 この発明では、サイリスタ・コンバータ自体は
電流源の能動枝路として働き、従つて補償電流を
注入するために他のどんな電力素子も不要にする
ことである。 この発明の要約 静止制御型コンバータ装置では、非理論的周波
数が不連続で予測できることを認識した上で、コ
ンバータの出力での不所望な非理論的高調波成分
に関してコンバータ・サイリスタの点弧角を変更
するために多数の周波数選択回路（その各々が１
つの非理論的周波数と関係付けられる）が提供さ
れる。特定の各回路には、選択した特定周波数で
減衰させられるべき成分に関して高い利得が与え
られる。そのような周波数選択回路の高い利得
は、臨界周波数の両側で極めて速くロール・オフ
（roll off）するように選ばれる。その結果、不所
望な非理論的高調波周波数で大きい減衰度が良好
な安定性で得られる。 発明の望ましい実施例 第１図に示すように、サイリスタ制御型の
AC／DCコンバータ１はゲート・パルス増幅器兼
分配回路２と関係付けられている。このゲート・
パルス増幅器兼分配回路２は、サイリスタの点弧
角を制御して端子L1，L2間にDC出力（端子L1に
＋VDCそして端子L2に−VDC）を供給させる。普
通のDC型受動フイルタは、端子L1，L2間にＴ型
に配設されたインダクタLOおよびLO′並びにコン
デンサCOから成り、理論的には周波数ｆ＝ｋ・
ｐ・fsでDC出力電圧中に存在する高調波を減衰
させるのに役立つ。たヾし、fsはAC電源周波数
であり、ｐはAC／DCコンバータのパルス数であ
り、そしてｋ＝１、２、３……高調波の次数を定
める任意の正の整数である。従つて、理論的に存
在する最低次の高調波周波数はｐ・fsである。 負荷３はAC／DCコンバータ１の出力側に受動
フイルタの後で接続されている。 第２図は、第１図中のAC／DCコンバータ１と
して使用できる12パルスAC／DCコンバータの一
例を示す。２つのブリツジ（その各々が６個のサ
イリスタから成る）は端子L1，L2間に直列に接
続される。AC電源の３つの相Ａ，ＢおよびＣは
トランスTNFのΔ結線１次巻線へ接続されてい
る。トランスTNFのＹ結線２次巻線は第１ブリ
ツジFBの正極側にある３個のサイリスタT1，
T3，T5と負極側にある３個のサイリスタT2，
T4，T6とのそれぞれ接続点に結合されている。
第１ブリツジFBの正極側は端子L1（＋VDC）へ接
続されている。負極側はリンクLNKによつて第
２ブリツジSBの正極側例えば３個のサイリスタ
T1′，T3′，T5′のカソードへ接続されている。第
２ブリツジSBの残りの３個のサイリスタT2′，
T4′，T6′はそのアノードが端子L2（−VDC）へ接
続されている。 T1′，T2′間、T3′，T4′間およびT5′，T6′間の３
つの接続点はトランスの第２のΔ結線２次巻線へ
接続されている。Ｙ結線２次巻線に対するΔ結線
２次巻線の巻数比は１：√３である。 このような構成により、DC出力の理論的高調
波は60HzのAC電源に対してfh＝ｋ・12・60で与
えられる。高調波は従つて720Hz、1440Hzなどで
ある。 例えばサイリスタ、ヒユーズおよび母線の動作
自体での不等な順方向電圧降下のような、コンバ
ータ装置の或る種の回路上の不完全さのせいで、
奇数次数の非理論的高調波すなわち60Hzおよび
３・60Hz＝180Hzが発生することになる。３相電
源電圧の不平衡およびトランスの漏れリアクタン
スは偶数次数の非理論的高調波すなわち120Hzを
生じさせる。 適切に設計されたＬ−Ｃ受動フイルタは理論的
高調波を最少にする。この受動フイルタは、１次
理論的高調波すなわちfh＝ｐ・fsで始つて適切な
減衰を行なうように設計される。12パルスAC／
DCコンバータではfh＝12・60＝720Hzである。し
かしながら、Ｌ−Ｃ受動フイルタは周波数が低下
するにつれて減衰作用が急激に悪化する。受動フ
イルタは、従つて、720Hzよりもかなり低い周波
数をろ波するように特別に設計されないと、その
ような周波数を減衰させない。ところが、特別な
設計にするには、Ｌ−Ｃ受動フイルタをかなり大
型にする必要があることに加えて高価になるの
で、不都合である。そのようなフイルタがない
と、非理論的周波数での高調波はその大きさが減
衰された理論的高調波を超えるかもしれない。従
つて、この発明によれば、非理論的高調波を減少
するように設計された“能動フイルタ”を使用す
ることが提案される。能動フイルタは、AC／DC
コンバータのサイリスタの点弧角に影響する制御
手段を介して動作する。従つて、AC／DCコンバ
ータのDC出力電圧から除去されるべき理論的高
調波についてのみ有効に設計される受動フイルタ
とは無関係に能動フイルタは適用される。 第１図に示したAC／DCコンバータ１の出力
は、ライン４に供給された基準電流Irefに従いか
つDCフイルタの後の負荷電流と関係した電流セ
ンサCSからライン１５に導出された実際の出力
電流信号Iaに従い、ゲート・パルス増幅器兼分配
回路２によつて制御される。加算器S1はIrefおよ
びIaに応答して誤差信号Erを供給する。この誤差
信号Erは、ライン５、位相補償器６、ライン７お
よび伝達関数（Ｋ／ｓ）の積分器８を含む帰還ル
ープFBLに通される。積分器８は、積分した誤
差信号∫Erをライン９に出力する。∫Erは加算器S2
へ印加され、こゝで米国特許第3713012号に示さ
れた技術に応じて設計された位相ロツク型の可変
電圧および周波数発振器PLOの発生したのこぎ
り歯状信号から減算される。位相ロツク発振器
PLOは、抵抗Ｒを通してコンデンサＣを充電し
かつこのコンデンサＣの両端間に上昇するランプ
電圧を発生させることになる補助DC電源ASを含
む。外部から制御されるスイツチSWは、コンデ
ンサＣを周期的に放電さしかつ出力ライン１０に
新しいのこぎり歯状波を発生させ始める。位相ロ
ツク発振器PLOはゲート・パルス増幅器兼分配
回路２中のゲート・パルス増幅器と協働して下記
のように動作する。 コンデンサＣの下側の電極は補助DC電源ASに
よつて−VBまで負にバイアスされる。コンデン
サＣがランプ状に増加する電圧VCまで充電され
ると、その上側の電極は大地に対して上昇する電
位VC−VBにある。この電位は出力ライン１０を
通して加算器S2へ印加されかつその後ライン１１
を通してコンパレータ１３へ印加される。このコ
ンパレータ１３は零検出器の形態をしている、す
なわち０に等しい閾値電圧を持つている。コンデ
ンサＣの上側の電極が０電位に達する時に、コン
パレータ１３はライン１２を通じてゲート・パル
ス増幅器兼分配回路２をトリガすると同時にライ
ン１４およびスイツチSWによつてコンデンサＣ
を瞬時に放電させ、これにより別なランプ電圧を
発生させる。以上のことは∫Erが零であると仮定
した場合である。それで、出力ライン１０からの
トリガ用ランプ信号は第３図のカーブｂの左側部
分で示されるとおりである。AC／DCコンバータ
１は、コンパレータ１３の変化した状態に従うパ
ルスによつてライン１２を通して動作させられ
る。従つて、ゲート・パルス増幅器兼分配回路２
の出力によるサイリスタの点弧は同様に第３図の
パルスａで示されるとおりである。ゲート・パル
ス増幅器兼分配回路２は、トリガ用パルスを増幅
するゲート・パルス増幅器と、コンパレータ１３
から受けたパルスを数個のサイリスタのゲートに
周期的に分配する分配回路とから成る。スイツチ
SWによる放電に続き、コンデンサＣの上側の電
極が１／（ｐ・fs）秒で大地電位に達し、従つて
ライン９に零誤差積分信号がある時にサイリスタ
へ供給されたゲート・パルスがAC電源電圧と同
期状態に留りかつ端子L1，L2間に一定のDC出力
電圧を維持するように、位相ロツク発振器PLO
は調節される。 今、IaがIrefよりも大きくなつたとしよう。ラ
イン９からの∫Erは零から減少する。従つて、ラ
イン１１を通してコンパレータ１３へ供給された
組み合わせ電圧−VB＋VC−∫Erが大地に対して零
に達しそしてライン１４およびスイツチSWによ
る零へのリセツトが起る前に、コンデンサＣの充
電はより長く継続する。従つて、ランプ信号の振
幅は第３図のカーブｂの右側部分に示したように
増大する。その結果、カーブａに示したように、
ゲート・パルス間隔は増大しそして点弧角も徐々
に増大させる。その結果、∫Erが零に戻るまで
VDCおよびIaは減少される。IaがIrefよりも大きく
なる代りに小さくなつても、同じことが、云え
る。従つて、どちらの場合も、位相ロツク発振器
PLOは、出力電流の誤差が補正されるやいなや、
ｐ・fs周波数に自動的に自己ロツクする。この技
術は上述した米国特許第3713012号にもつと詳し
く述べられている。 もしVDC従つてIaが低い周波数の非理論的高調
波を含むならば、その高調波は同一周波数の誤差
信号Erを発生させるだろう。一般原則として、帰
還ループFBLはこの高調波を減衰させるために
使用できる。しかしながら、このためには大きな
ループ利得が必要である。例えば10の減衰度を得
るには、周波fh＝fs、2fs、3fsにそれぞれ相当する
角周波数ω＝377、754、1131ラジアン／秒で
20dBの利得が必要である。これは閉ループ制御
装置の安定度基準と規立し得ない。 この発明によれば、その代りに、各周波数毎に
１個づつの能動フイルタを用いることが提案され
る。そのような各能動フイルタは、不都合な非理
論的高調波周波数に同調された帯域増幅器の形態
をしている。第１図を参照すれば、そのような２
個の能動フイルタAF1 およびAF2 が例示されてい
る。各能動フイルタ中の帯域増幅器は一定の周波
数と適当な振幅との補正信号を帰還ライン１６ま
たは１６′に発生する。補正信号は加算器S2にお
いてライン９からの∫Erと加算されるようになつ
ている。従つて、加算器S2で重畳された補正信号
はライン１１によつてコンパレータ１３へ供給さ
れる。 第４図に示したように、ライン１６または１
６′の補正信号は非理論的周波数で変化する成分
を重畳し、これは電流調整用帰還ループFBLで
定められた平均値１／（ｐ・fs）を中心としてゲ
ーテイング間隔を変調することになる。端子L1，
L2間に得られた出力電圧の電圧変調がAC／DCコ
ンバータおよび対応する能動フイルタの累積利得
によつて定められた比でそのような非理論的高調
波の表わす変調を減衰させるように、ライン１６
または１６′の補正信号は適当な振幅と位相を持
つとしよう。このために、接続点ＪではAC／DC
コンバータのろ波してないDC出力電圧から高調
波成分が取り出される。各能動フイルタは、ろ波
してないDC電圧のACリツプル分を減結合するた
めにかつ安定な動作に必要な利得／位相補償を行
なうために、AC減結合兼位相補償回路１７を含
む。望ましくない周波数成分は、非理論的高調波
周波数に同調された帯域増幅器１８によつて取り
出される。残りの歪スペクトルは帯域増幅器１８
によつて除去される。事実、各能動フイルタは、
特定の非理論的高調波およびその近辺で高い利得
（代表的な例では30dB）を持つが残りの周波数ス
ペクトルに亘つて殆ど利得を持たない閉ループ電
圧制御回路（基準電圧は０ボルト）として働く。
電流帰還ループは、不都合な非理論的高調波周波
数で無視し得る利得しか持たないので、その動作
が能動フイルタによつて影響されない。 能動フイルタ（AF1 またはAF2 ）のための実際
の回路構成は、第５図に示すように、回路素子の
伝達関数を含む。帯域増幅器１８のボード
（Bode）図は第６図に示すとおりである。能動フ
イルタAF1 は３つの回路すなわちAC減結合回路
１７Ａ、位相補償回路１７Ｂおよび帯域増幅器１
８（第５図）を含む。 AC減結合回路１７Ａは、その入力側Viに電圧
VDC（これはAC／DCコンバータの、端子L1，L2
間での生の出力電圧である）をそして端子Ｘ，Ｙ
間に出力電圧Vp＝VXYを有する慣用の（C1R1）高
域フイルタ回路である。任意の各周波数ωでの利
得は、 ｜Vp／Vi｜＝ω／ω1／〔１＋（ω／ω1）2〕1/2 である。たヾし、ω1＝１／R1C1である。ViとVp
の移相はφ＝90°−arc tan（ω／ω1）である。 位相補償回路１７Ｂは、端子Ｘ，Ｙ間に設けら
れたコンデンサC2および抵抗R2のブリツジ構成
である。入力電圧はVi＝VXY（端子Ｘ，Ｙ間）で
ある。出力電圧はVp＝VAB（２つの直列回路C2お
よびR2のそれぞれ接続点Ａ，Ｂ間、一方は端子
Ｘ，Ｙ間にあつて、他方は端子Ｘ，Ｙ間にある）
である。任意の角周波数ωに対する位相補償回路
１７Ｂの回路関係は｜Vp／Vi｜＝１そしてφ＝
180°−2arc tan（ω／ω2）である。たヾし、ω2＝
１／R2C2である。 位相補償回路１７Ｂは、帯域増幅器１８中の演
算増幅器OA2へ入力される信号VABを供給するた
めに、演算増幅器OA1を中心に構成された加算増
幅器を含む。帯域増幅器１８は、それぞれ演算増
幅器OA2，OA3を中心に構成された２つの同一の
縦続接続段から成る。各段は、能動フイルタによ
つて減衰されるべき特定の高調波周波数に同調さ
れた双Ｔ型帰還回路網を用いる。各双Ｔ型帰還回
路網は下記のように構成される。すなわち、(1)演
算増幅器の出力端子と端子L2の間に接続されて
抵抗Ｒおよび値〔（α＋１）／α〕のコンデンサ
Ｃを含む第１直列回路網と、(2)第１直列回路網と
並列に接続されてコンデンサＣおよび値〔α／
（α＋１）〕の抵抗Ｒを含む第２直列回路網とであ
る。たヾし、αは帯域増幅器の感度を決定する設
計定数である。横方向枝路は、２つの他の直列回
路網の接続点間に設けられた抵抗αRおよびコン
デンサＣ／αを含む直列回路網である。横方向枝
路の接続点（OA2のF1、OA3のF2）は関連演算
増幅器の反転入力端子へ接続されている。その
上、帰還抵抗Rfは出力端子と反転入力端子の間
に設けられている。同調周波数ｆ＝１（2πRC）で
は、双Ｔ型回路網の、接続点F1またはF2での出
力は端子L2に対して零である。従つて、同調周
波数では各演算増幅器OA2，OA3の利得は帰還抵
抗Rfによつて定められる。他の周波数では、各
双Ｔ型回路網の、接続点F1またはF2での出力は
各演算増幅器の出力に比例し、そして接続点F1
またはF2から演算増幅器の反転入力端子までの
抵抗値零の帰還路によつてこれらの出力は強く減
衰される。帯域増幅器１８の出力VFILは、上述し
たように、AF1 のライン１６またはAF2 のライン
１６1によつて加算器S2へ印加される。 帯域増幅器１８の利得は任意の角周波数ωの関
数として下記のように表わされる。 ｜Vp／Vi｜＝［１＋（ω／ωp）］2・
G2／［１−（ω／ωp）2／δ＋１・GF＋１］2＋［ω／
ωp］2 ViとVpの移相は、 φ＝２｛arc tan（ω／ωp）−arc ta
nω／ωp／１＋１／δ＋１〔１−（ω／ωp）2〕・GF｝
である。たヾし、ωp＝１／RC、Ｇ＝Rf／Ri、Ｆ
＝Ri／Ｒ、Vi＝VAB、Vp＝VFILである。 第６図から理解できるように、このように定め
られた帯域増幅器はω／ωp＝1.03で最大利得を有
する。ろ波しようとする周波数で最大利得を得る
ために、各能動フイルタのωp周波数はωp＝2πfo／
1.03であるように選ばれる。AC減結合回路のω1
コーナ（corner）周波数および位相補償回路の
ω2コーナ周波数は、帯域増幅器の利得が最大で
ある高調波周波数よりも低い周波数および高い周
波数の両方で安定な動作をするための適切な位相
余裕を確保するように選ばれる。 能動フイルタの動作は、第７図ないし第１４図
に示したオシログラムによつて更に例示される。
これらのオシログラムは、60Hzの３相電源で動作
させた場合に、出力側にVDC＝40VかつIDC＝50A
を出力する12パルスAC／DCコンバータで得られ
た。第７図の上側のトレースはAC／DCコンバー
タのろ波してないDC出力電圧を示すが、下側の
トレースは負荷の両端間のろ波したDC電圧が能
動フイルタの無い場合約0.6ボルトのピークピー
ク値の低い周波数リツプルを呈することを10倍の
拡大スケールで示す。第８図は、それぞれ60Hz、
120Hz、180Hzに同調された３個の能動フイルタを
接続した時の同じく２つの信号を示す。その結
果、低い周波数のリツプルはかなり減少される。 第９図、第１０図は、120Hz用能動フイルタの
それぞれ第１段、第２段の出力を示す。第１１図
は加算器S2へ供給された60Hz用、120Hz用および
180Hz用能動フイルタの出力を示す。 第１２図は、加算されてコンパレータ１３へ供
給される出力ライン１０の位相ロツク発振器出力
信号とライン９の∫Erとを示す。なお、スムーズ
なカーブは∫Erを示し、そしてランプ状カーブは
位相ロツク発振器のコンデンサ電圧を示す。２つ
の信号が交差する毎にゲート・パルスがライン１
２によつて発生させられる。この例では、能動フ
イルタが接続されていない。 第１３図は、AF1 およびAF2 のような60Hz、
120Hzおよび180Hzに同調された３個の能動フイル
タの組み合わせ出力が∫Erに重畳される時の同じ
く２つの信号を示す。これは、低い周波数の高調
波成分を低減するのに必要な範囲までゲート・パ
ルスのタイミングに最少の補正をさせる。同じく
２つの信号は第１４図に20倍の拡大スケールで示
される。 この発明は、以上説明したとおり、理論的に存
在する高調波成分より低い周波数であつて、回路
上の不完全さのせいや電源電圧の不平衡等によつ
て発生し、AC電源周波数の整数倍の周波数であ
る非理論的高調波成分（例えば、AC電源周波数
を60Hzとすると、60、120、180Hzなど）、つまり
不所望な非理論的高調波成分を打ち消すことがで
きるという効果を奏する。
第１図はこの発明に係るコンバータ装置の一実
施例を示すブロツク図、第２図は第１図のコンバ
ータ装置中で使用できるようなサイリスタ・ブリ
ツジの一例を示す回路図、第３図はAC／DCコン
バータ出力電流の変化に従い第１図のコンバータ
装置中に使用された位相ロツク発振器によるサイ
リスタの点弧角を制御する仕方を例示する波形
図、第４図はこの発明に従い第１図のコンバータ
装置中に挿入された能動フイルタを通る高調波成
分の帰還によつて影響された時のサイリスタのゲ
ート・パルスに及ぼす位相ロツク発振器の影響を
例示する波形図、第５図は第１図のコンバータ装
置に使用できるような能動フイルタの詳しい回路
図、第６図は望ましくない非理論的高調波の特定
周波数に対するこの発明に係る能動フイルタの選
択的応答を強調するボード図、第７図ないし第１
４図は第１図および第５図の回路の異なる場所で
の動作信号を、能動フイルタを働かせた場合また
は働かせなかつた場合の両方で例示するオシログ
ラムである。 L1とL2……端子、T1〜T6とT1′〜T6′……サイ
リスタ、１……AC／DCコンバータ、２……ゲー
ト・パルス増幅器兼分配回路、AF1 とAF2 ……能
動フイルタ、１８……帯域増幅器、S1とS2……加
算器、OA2とOA3……演算増幅器、１７……AC
減結合兼位相補償回路、１７Ａ……AC減結合回
路、１７Ｂ……位相補償回路、１３……コンパレ
ータ。
施例を示すブロツク図、第２図は第１図のコンバ
ータ装置中で使用できるようなサイリスタ・ブリ
ツジの一例を示す回路図、第３図はAC／DCコン
バータ出力電流の変化に従い第１図のコンバータ
装置中に使用された位相ロツク発振器によるサイ
リスタの点弧角を制御する仕方を例示する波形
図、第４図はこの発明に従い第１図のコンバータ
装置中に挿入された能動フイルタを通る高調波成
分の帰還によつて影響された時のサイリスタのゲ
ート・パルスに及ぼす位相ロツク発振器の影響を
例示する波形図、第５図は第１図のコンバータ装
置に使用できるような能動フイルタの詳しい回路
図、第６図は望ましくない非理論的高調波の特定
周波数に対するこの発明に係る能動フイルタの選
択的応答を強調するボード図、第７図ないし第１
４図は第１図および第５図の回路の異なる場所で
の動作信号を、能動フイルタを働かせた場合また
は働かせなかつた場合の両方で例示するオシログ
ラムである。 L1とL2……端子、T1〜T6とT1′〜T6′……サイ
リスタ、１……AC／DCコンバータ、２……ゲー
ト・パルス増幅器兼分配回路、AF1 とAF2 ……能
動フイルタ、１８……帯域増幅器、S1とS2……加
算器、OA2とOA3……演算増幅器、１７……AC
減結合兼位相補償回路、１７Ａ……AC減結合回
路、１７Ｂ……位相補償回路、１３……コンパレ
ータ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 多数の半導体制御整流素子の選んだ点弧角を
確立する制御信号に応じて前記多数の半導体制御
整流素子によるAC入力の整流により静止制御型
コンパレータ装置からDC出力を発生させるため
に、前記DCの出力中の非理論的高調波成分を打
ち消すステツプを含む方法であつて、 この方法は、 前記DC出力から、不所望な非理論的高調波成
分を表す信号を取り出すステツプと、 前記DC出力から、他の不所望な非理論的高調
波成分を表す他の信号を取り出すステツプと、 前記制御信号並びに前記信号および前記他の信
号の値および周波数に応じて前記多数の半導体制
御整流素子の点弧角を同時に増減するように働
き、これにより前記DC出力から前記不所望な非
理論的高調波成分および前記他の不所望な非理論
的高調波成分を打ち消すステツプと、 から成る、コンパレータ装置からDC出力を発生
させるための方法。 ２ AC電源とDC端子の間で導電が制御されるよ
うに接続された多数のサイリスタを有し、非理論
的高調波の無いDC電圧およびDC電流を選択的に
発生するためのコンバータ装置であつて、 前記DC端子での出力に応答し、所望のDC出力
に従つて前記サイリスタの点弧角を確立するため
の制御手段と、 前記DC電圧中の選んだ不所望な非理論的高調
波成分の周波数に各々同調された多数の帯域増幅
器と、これらの帯域増幅器の各々に応答し、前記
DC電圧中に存在する前記多数の選んだ不所望な
非理論的高調波成分のうちの対応する非理論的高
調波成分の値および周波数に従つて前記制御手段
の動作を値および位相について同時に変更するた
めの加算手段と、前記各帯域増幅器と関係付けら
れかつサイリスタ・コンバータのDC出力電圧が
印加されるAC減結合手段と、前記各AC減結合手
段と対応する帯域増幅器の入力側との間に接続さ
れ前記関係付けられた帯域増幅器および前記制御
手段による能動ろ波を行うための位相補償手段と
を含む帰還手段と、 を備え、 前記制御手段は、前記サイリスタの点弧パルス
を確立するためのゲート・パルス増幅器と、前記
DC端子の出力および基準信号に応答し前記基準
信号に関して前記点弧角を確立するための電圧／
周波数変換器とを含み、この電圧／周波数変換器
が前記帯域増幅器に更に応答するコンバータ装
置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/264,871 US4358818A (en) | 1981-05-18 | 1981-05-18 | Thyristor-controlled AC/DC converter system |
Publications (2)
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|---|---|
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| JPH0424953B2 true JPH0424953B2 (ja) | 1992-04-28 |
Family
ID=23007960
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57082566A Granted JPS57196870A (en) | 1981-05-18 | 1982-05-18 | Method of generating dc output from converter andconverter |
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|---|---|
| US (1) | US4358818A (ja) |
| JP (1) | JPS57196870A (ja) |
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| BE (1) | BE893235A (ja) |
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| FR2579035B1 (fr) * | 1985-03-15 | 1987-04-10 | Accumulateurs Fixes | Redresseur commande, de type polyphase, auto-equilibre |
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| US4872127A (en) * | 1988-01-07 | 1989-10-03 | Magnetek, Inc. | Ripple rejection filter |
| US5434771A (en) * | 1991-09-12 | 1995-07-18 | Sundstrand Corporation | Adaptive harmonic distortion control for parallel connected inverters |
| US7154248B2 (en) * | 2004-07-15 | 2006-12-26 | Teleflex Canada Inc. | Control system for an electric machine |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3446791A (en) * | 1966-04-28 | 1969-05-27 | Eastman Kodak Co | Disazo dyes |
| GB1148297A (en) * | 1966-08-25 | 1969-04-10 | English Electric Co Ltd | Improvements relating to electrical control systems |
| US3767998A (en) * | 1972-03-03 | 1973-10-23 | Sigma Instruments Inc | Constant current power supply |
| US4053820A (en) * | 1976-01-29 | 1977-10-11 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Active filter |
| JPS52124156A (en) * | 1976-04-12 | 1977-10-18 | Fujitsu Ltd | Dc power source employing thyristor phase control system |
| US4314322A (en) * | 1980-03-06 | 1982-02-02 | Reliance Electric Company | Three phase regulated supply with ripple current regulation |
-
1981
- 1981-05-18 US US06/264,871 patent/US4358818A/en not_active Expired - Lifetime
-
1982
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