JPH04264384A - 誘導加熱装置用インバータ装置 - Google Patents
誘導加熱装置用インバータ装置Info
- Publication number
- JPH04264384A JPH04264384A JP2363791A JP2363791A JPH04264384A JP H04264384 A JPH04264384 A JP H04264384A JP 2363791 A JP2363791 A JP 2363791A JP 2363791 A JP2363791 A JP 2363791A JP H04264384 A JPH04264384 A JP H04264384A
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- Japan
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- short
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- inverter
- pulse
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- Pending
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- General Induction Heating (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導加熱装置用インバ
ータ装置に関する。
ータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は「電気学会雑誌」１０７巻７号（
昭和６２年発行）に記載された誘導加熱装置用高周波イ
ンバータ装置の構成図である。同図において、１Ａはサ
イリスタ整流器、２は平滑用リアクトル、３〜６は逆変
換器ＩＮＶを構成する半導体スイッチング素子（サイリ
スタ）、７は誘導加熱コイル、８は力率改善用コンデン
サである。２４は逆変換器ＩＮＶの出力電圧Ｖを検出す
る電圧検出器、１２Ａは逆変換器ＩＮＶの出力電圧を設
定する出力電圧設定器、２５は比較器である。比較器２
５は出力電圧設定器１２Ａの設定電圧Ｖｋと出力電圧Ｖ
との差を検出してサイリスタ整流器１Ａのゲート回路２
６に与える。２１は逆電圧時間設定器、２２は逆電圧時
間検出器、２３は比較器、１６は逆変換器ＩＮＶのゲー
ト回路である。
昭和６２年発行）に記載された誘導加熱装置用高周波イ
ンバータ装置の構成図である。同図において、１Ａはサ
イリスタ整流器、２は平滑用リアクトル、３〜６は逆変
換器ＩＮＶを構成する半導体スイッチング素子（サイリ
スタ）、７は誘導加熱コイル、８は力率改善用コンデン
サである。２４は逆変換器ＩＮＶの出力電圧Ｖを検出す
る電圧検出器、１２Ａは逆変換器ＩＮＶの出力電圧を設
定する出力電圧設定器、２５は比較器である。比較器２
５は出力電圧設定器１２Ａの設定電圧Ｖｋと出力電圧Ｖ
との差を検出してサイリスタ整流器１Ａのゲート回路２
６に与える。２１は逆電圧時間設定器、２２は逆電圧時
間検出器、２３は比較器、１６は逆変換器ＩＮＶのゲー
ト回路である。
【０００３】このインバータ装置の動作を図４の波形図
を参照して説明する。逆変換器ＩＮＶの出力電圧Ｖは誘
導加熱コイル７と力率改善用コンデンサ８との共振周波
数に応じた周期で正弦波状に振動する。この出力電圧に
同期してゲート回路１６からゲートパルスを送出しサイ
リスタ３と６、４と５を交互にＯＮ／ＯＦＦさせること
により、誘導加熱コイル７に電力が供給される。比較器
２３は逆電圧時間検出器２２が検出するサイリスタの逆
電圧時間ＴＯＦＦ と逆電圧時間設定器２１の設定時間
ＴＫ とを比較して両者が一致したときにサイリスタの
点弧タイミングを決定する。
を参照して説明する。逆変換器ＩＮＶの出力電圧Ｖは誘
導加熱コイル７と力率改善用コンデンサ８との共振周波
数に応じた周期で正弦波状に振動する。この出力電圧に
同期してゲート回路１６からゲートパルスを送出しサイ
リスタ３と６、４と５を交互にＯＮ／ＯＦＦさせること
により、誘導加熱コイル７に電力が供給される。比較器
２３は逆電圧時間検出器２２が検出するサイリスタの逆
電圧時間ＴＯＦＦ と逆電圧時間設定器２１の設定時間
ＴＫ とを比較して両者が一致したときにサイリスタの
点弧タイミングを決定する。
【０００４】一方、出力電圧Ｖはサイリスタ整流器１Ａ
を構成するサイリスタの点弧位相を制御することにより
制御される。
を構成するサイリスタの点弧位相を制御することにより
制御される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来は、
出力電圧Ｖの制御はサイリスタ整流器１Ａを制御して行
い、電圧制御（サイリスタ整流器１Ａの位相制御）と逆
電圧時間の制御（逆変換器ＩＮＶの制御）とを独立して
行なうので、２系統の制御回路を必要し、制御系が複雑
になるという問題がある他、逆変換器ＩＮＶの出力電圧
Ｖが小さくなるほど、交流電源側の力率が低下するとい
う問題があった。
出力電圧Ｖの制御はサイリスタ整流器１Ａを制御して行
い、電圧制御（サイリスタ整流器１Ａの位相制御）と逆
電圧時間の制御（逆変換器ＩＮＶの制御）とを独立して
行なうので、２系統の制御回路を必要し、制御系が複雑
になるという問題がある他、逆変換器ＩＮＶの出力電圧
Ｖが小さくなるほど、交流電源側の力率が低下するとい
う問題があった。
【０００６】本発明はこの問題を解消するためになされ
たもので、制御は逆変換器だけとし、制御系を従来に比
して簡素にすることができる上、交流電源側の力率を高
力率に維持することができる誘導加熱装置用インバータ
装置を提供することを目的とする。
たもので、制御は逆変換器だけとし、制御系を従来に比
して簡素にすることができる上、交流電源側の力率を高
力率に維持することができる誘導加熱装置用インバータ
装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、商用交流を直流変換する整流器、この整流
器の出力を平滑する平滑リアクトル、平滑された直流を
交流に変換する逆変換器を備え、誘導加熱コイルと力率
改善用コンデンサとの並列回路に電力を供給するインバ
ータ装置において、上記整流器はダイオード整流器であ
り、設定出力電圧上限値と出力電力設定器により設定さ
れた出力電力との差に値に応じた周期分のパルス列信号
を生成し、このパルス列信号を上記逆変換器の交流出力
電圧に同期させて短絡指令を生成し、この短絡指令時、
上記逆変換器を短絡させる構成とした。
するために、商用交流を直流変換する整流器、この整流
器の出力を平滑する平滑リアクトル、平滑された直流を
交流に変換する逆変換器を備え、誘導加熱コイルと力率
改善用コンデンサとの並列回路に電力を供給するインバ
ータ装置において、上記整流器はダイオード整流器であ
り、設定出力電圧上限値と出力電力設定器により設定さ
れた出力電力との差に値に応じた周期分のパルス列信号
を生成し、このパルス列信号を上記逆変換器の交流出力
電圧に同期させて短絡指令を生成し、この短絡指令時、
上記逆変換器を短絡させる構成とした。
【０００８】請求項２では、出力電力設定器の出力をデ
ィジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器、上記ディジタル値
を入力して該ディジタル値と設定出力電圧上限ディジタ
ル値との差に対応した周期分のパルス列信号を発生する
メモリ、このメモリのパルス列信号を波形整形器のパル
スに同期させて短絡指令を生成する回路とを有し、この
波形整形器は逆変換器の交流出力電圧をパルス波形に変
換する構成とした。
ィジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器、上記ディジタル値
を入力して該ディジタル値と設定出力電圧上限ディジタ
ル値との差に対応した周期分のパルス列信号を発生する
メモリ、このメモリのパルス列信号を波形整形器のパル
スに同期させて短絡指令を生成する回路とを有し、この
波形整形器は逆変換器の交流出力電圧をパルス波形に変
換する構成とした。
【０００９】
【作用】本発明では、出力電圧を上限値に設定した場合
には、逆変換器ＩＮＶは出力電圧に同期してＯＮ／ＯＦ
Ｆを繰り返すが、上限値より低く設定すると、ある周期
で逆変換器ＩＮＶが短絡して負荷への電力供給が休止さ
れ、この休止周期が出力電圧の設定値が低くなる程大き
くなる。
には、逆変換器ＩＮＶは出力電圧に同期してＯＮ／ＯＦ
Ｆを繰り返すが、上限値より低く設定すると、ある周期
で逆変換器ＩＮＶが短絡して負荷への電力供給が休止さ
れ、この休止周期が出力電圧の設定値が低くなる程大き
くなる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の１実施例を図面を参照して説
明する。図１において、１はダイオード整流器である。 １１は波形整形器であって、逆変換器ＩＮＶの図２の（
Ａ）に示す出力電圧Ｖの正の半波に同期した図２の（Ｂ
）に示すパルス波形を発生する。１２は出力電力設定器
、１３は出力電力設定器１２の設定値をディジタル値Ｎ
に変換するＡ／Ｄ変換器、１４はメモリ、１５は指令器
である。他の構成は前記図３に示す構成と同じである。
明する。図１において、１はダイオード整流器である。 １１は波形整形器であって、逆変換器ＩＮＶの図２の（
Ａ）に示す出力電圧Ｖの正の半波に同期した図２の（Ｂ
）に示すパルス波形を発生する。１２は出力電力設定器
、１３は出力電力設定器１２の設定値をディジタル値Ｎ
に変換するＡ／Ｄ変換器、１４はメモリ、１５は指令器
である。他の構成は前記図３に示す構成と同じである。
【００１１】次に、この装置の動作を図２のタイムチャ
ート参照して説明する。説明の便宜上、出力電力設定器
１２は出力電力上限値の０〜１．０の範囲を設定可能で
あり、Ａ／Ｄ変換器１３が出力するディジタル値の範囲
を０〜１０００とする。ディジタル値の１０００は設定
出力電力上限値に対応する周期である。出力電圧設定器
１２で設定した設定電力値のディジタル値Ｎが１０００
である場合には、メモリ１４は、１０００−１０００＝
０であるので出力せず、指令器１５は短絡指令を送出し
ない。ディジタル値Ｎが例えば８００である場合には、
１０００−８００＝２００であるので、２００周期分だ
けの期間に応じたパルス列を発生する。これは結果的に
、５周期に１回となり、指令器１５はこのパルス列を受
けると図２の（Ｃー２）に示すように、波形整形器１１
のパルスに同期し１周期分のパルス巾をもつパルス（短
絡指令となる）に変換してゲート回路１６に送出する。 ゲート回路１６はこの短絡指令を受けると、サイリスタ
３と６に図２の（Ｄ−２）に示すゲートパルスを、サイ
リスタ４と５に図２の（Ｅ−２）に示すゲートパルスを
出力し、逆変換器ＩＮＶを短絡する。従って、この短絡
指令期間は誘導加熱コイル７とコンデンサ８からる負荷
回路には図２の（Ｆー２）に示すように電流は流れず、
負荷回路に供給される電力は上限値の０．８となる。こ
の短絡指令期間には出力電圧は若干減衰するが、負荷回
路は共振回路であるので、出力電圧の振動は継続される
。
ート参照して説明する。説明の便宜上、出力電力設定器
１２は出力電力上限値の０〜１．０の範囲を設定可能で
あり、Ａ／Ｄ変換器１３が出力するディジタル値の範囲
を０〜１０００とする。ディジタル値の１０００は設定
出力電力上限値に対応する周期である。出力電圧設定器
１２で設定した設定電力値のディジタル値Ｎが１０００
である場合には、メモリ１４は、１０００−１０００＝
０であるので出力せず、指令器１５は短絡指令を送出し
ない。ディジタル値Ｎが例えば８００である場合には、
１０００−８００＝２００であるので、２００周期分だ
けの期間に応じたパルス列を発生する。これは結果的に
、５周期に１回となり、指令器１５はこのパルス列を受
けると図２の（Ｃー２）に示すように、波形整形器１１
のパルスに同期し１周期分のパルス巾をもつパルス（短
絡指令となる）に変換してゲート回路１６に送出する。 ゲート回路１６はこの短絡指令を受けると、サイリスタ
３と６に図２の（Ｄ−２）に示すゲートパルスを、サイ
リスタ４と５に図２の（Ｅ−２）に示すゲートパルスを
出力し、逆変換器ＩＮＶを短絡する。従って、この短絡
指令期間は誘導加熱コイル７とコンデンサ８からる負荷
回路には図２の（Ｆー２）に示すように電流は流れず、
負荷回路に供給される電力は上限値の０．８となる。こ
の短絡指令期間には出力電圧は若干減衰するが、負荷回
路は共振回路であるので、出力電圧の振動は継続される
。
【００１２】このように、設定電力がＮ／１０００の時
にメモリ１４が出力するパルス列の周期は１０００周期
のうちの（１０００ーＮ）となるが、逆変換器ＩＮＶの
短絡期間（負荷に電力が供給されない期間）の割合は（
１０００ーＮ）／１０００となり、負荷に電力が供給さ
れる期間の割合は電力上限値のＮ／１０００となり、出
力電力設定器１２により任意の出力電力を設定できる。
にメモリ１４が出力するパルス列の周期は１０００周期
のうちの（１０００ーＮ）となるが、逆変換器ＩＮＶの
短絡期間（負荷に電力が供給されない期間）の割合は（
１０００ーＮ）／１０００となり、負荷に電力が供給さ
れる期間の割合は電力上限値のＮ／１０００となり、出
力電力設定器１２により任意の出力電力を設定できる。
【００１３】上記短絡指令が発生しないときは（指令器
１５の出力が図４の（Ｃー１）の場合）は、逆変換器Ｉ
ＮＶは従来と同じ動作をする。この時のサイリスタ３と
６へのゲートパルス、４と５へのゲートパルスをそれぞ
れ図４の（Ｄ−１）、（Ｅ−１）に示す。この場合、負
荷への電力供給は図４の（Ｄ−１）に示すように連続す
る。
１５の出力が図４の（Ｃー１）の場合）は、逆変換器Ｉ
ＮＶは従来と同じ動作をする。この時のサイリスタ３と
６へのゲートパルス、４と５へのゲートパルスをそれぞ
れ図４の（Ｄ−１）、（Ｅ−１）に示す。この場合、負
荷への電力供給は図４の（Ｄ−１）に示すように連続す
る。
【００１４】上記メモリ１４が出力する一定周期のパル
ス列は、Ｎ＝１０００の時は送出するパルス列は０、Ｎ
＝８００の時は、５周期に１回、Ｎ＝５００の時は、２
周期に１回といった具合に、Ａ／Ｄ変換器１３からのデ
ィジタル値Ｎに対して１：１に対応して該メモリ１４に
格納してある。Ｎ＝７８４といった半端な値である場合
には、（１０００ー７８４）周期分のパルス列を１００
０周期の間にできるだけ等間隔で散らばるようにメモリ
１４に格納する。これは、メモリ１４のパルス列の期間
すなわち逆変換器ＩＮＶの短絡期間が連続した期間にわ
たる時には、出力電圧の波形が減衰してサイリスタの点
弧もしくは消弧に必要な電圧を得られなくなるからであ
る。
ス列は、Ｎ＝１０００の時は送出するパルス列は０、Ｎ
＝８００の時は、５周期に１回、Ｎ＝５００の時は、２
周期に１回といった具合に、Ａ／Ｄ変換器１３からのデ
ィジタル値Ｎに対して１：１に対応して該メモリ１４に
格納してある。Ｎ＝７８４といった半端な値である場合
には、（１０００ー７８４）周期分のパルス列を１００
０周期の間にできるだけ等間隔で散らばるようにメモリ
１４に格納する。これは、メモリ１４のパルス列の期間
すなわち逆変換器ＩＮＶの短絡期間が連続した期間にわ
たる時には、出力電圧の波形が減衰してサイリスタの点
弧もしくは消弧に必要な電圧を得られなくなるからであ
る。
【００１５】設定出力電圧のレベルが上限値の０．１倍
といった小さい値になると、上記短絡期間が長くなるが
、一般には、０．３倍以上で使用することが多いから、
０．３倍以下には下がらないようにリミットをかけても
よい。
といった小さい値になると、上記短絡期間が長くなるが
、一般には、０．３倍以上で使用することが多いから、
０．３倍以下には下がらないようにリミットをかけても
よい。
【００１６】このように、本実施例では、電力供給を休
止する期間を設け、この休止サイクルを設定電力に応じ
て変えるので、従来のように電圧制御を行なうことなく
、負荷供給電力を制御することができる。
止する期間を設け、この休止サイクルを設定電力に応じ
て変えるので、従来のように電圧制御を行なうことなく
、負荷供給電力を制御することができる。
【００１７】そして、上記期間は逆変換器ＩＮＶを短絡
させて得るので、交流電源側の力率は常にほぼ１に保つ
ことができる。
させて得るので、交流電源側の力率は常にほぼ１に保つ
ことができる。
【００１８】なお、上記実施例では、出力電力設定器を
用いているが、これは出力電力設定器でもよく、その場
合には、出力電力は一般に出力電圧の２乗に比例するか
ら２乗演算器が必要になる。
用いているが、これは出力電力設定器でもよく、その場
合には、出力電力は一般に出力電圧の２乗に比例するか
ら２乗演算器が必要になる。
【００１９】
【発明の効果】本発明は以上説明した通り、電圧制御を
行なわず、設定電力に対応するある周期毎に逆変換器を
短絡して、負荷への電力供給を休止する構成としたこと
により、逆変換器の制御だけで負荷供給電力を制御する
ことができるので、従来の電圧制御を行なう場合に比し
て制御系を簡単にすることができ、交流電源側の力率を
常に高力率に維持することがてせきる。
行なわず、設定電力に対応するある周期毎に逆変換器を
短絡して、負荷への電力供給を休止する構成としたこと
により、逆変換器の制御だけで負荷供給電力を制御する
ことができるので、従来の電圧制御を行なう場合に比し
て制御系を簡単にすることができ、交流電源側の力率を
常に高力率に維持することがてせきる。
【図１】本発明の実施例を示す回路図である。
【図２】上記実施例の各部の波形を示す波形タイムチャ
ートである。
ートである。
【図３】従来の誘導加熱装置用インバータ装置の回路図
である。
である。
【図４】上記従来例における各部の波形を示す波形タイ
ムチャートである。
ムチャートである。
１ ダイオード整流器
３〜６ サイリスタ
７ 誘導加熱コイル
８ コンデンサ
１１ 波形整形器
１２ 出力電力設定器
１３ Ｄ／Ａ変換器
１４ メモリ
１５ 指令器
１６ ゲートパルス発生器
２１ 逆電圧時間設定器
２２ 逆電圧時間検出器
２３ 比較器
Claims (2)
- 【請求項１】 商用交流を直流変換する整流器、この
整流器の出力を平滑する平滑リアクトル、平滑された直
流を交流に変換する逆変換器を備え、誘導加熱コイルと
力率改善用コンデンサとの並列回路に電力を供給するイ
ンバータ装置において、上記整流器はダイオード整流器
であり、設定出力電圧上限値と出力電力設定器により設
定された出力電力との差の値に応じた周期分のパルス列
信号を生成し、このパルス列信号を上記逆変換器の交流
出力電圧に同期させて短絡指令を生成し、この短絡指令
時、上記逆変換器を短絡させることを特徴とする誘導加
熱装置用インバータ装置。 - 【請求項２】 出力電力設定器の出力をディジタル値
に変換するＡ／Ｄ変換器、上記ディジタル値を入力して
該ディジタル値と設定出力電圧上限ディジタル値との差
に対応した周期分のパルス列信号を発生するメモリ、こ
のメモリのパルス列信号を波形整形器のパルスに同期さ
せて短絡指令を生成する回路とを有し、この波形整形器
は逆変換器の交流出力電圧の正もしくは負の半波をパル
ス波形に変換することを特徴とする請求項１記載の誘導
加熱装置用インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2363791A JPH04264384A (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | 誘導加熱装置用インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2363791A JPH04264384A (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | 誘導加熱装置用インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04264384A true JPH04264384A (ja) | 1992-09-21 |
Family
ID=12116089
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2363791A Pending JPH04264384A (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | 誘導加熱装置用インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04264384A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104270844A (zh) * | 2014-09-28 | 2015-01-07 | 贵州省兴仁县昌茂电子科技有限公司 | 半桥结构双栅igbt功率管高性能电磁炉控制电路 |
-
1991
- 1991-02-19 JP JP2363791A patent/JPH04264384A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104270844A (zh) * | 2014-09-28 | 2015-01-07 | 贵州省兴仁县昌茂电子科技有限公司 | 半桥结构双栅igbt功率管高性能电磁炉控制电路 |
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