JPH04270912A - リングレーザジャイロスコープ回転検出システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の背景】

【技術分野】本発明はリングレーザジャイロスコープの
出力光学系検出システムに関し、さらに詳しくは、複雑
な光信号処理ならびに光学素子を必要とすることなくヘ
テロダインファラディバイアス差周波数信号を電気的に
分離する多発振器センサ用出力光学系システムに関する
。

【０００２】

【関連技術の説明】リングレーザジャイロスコープは機
械的慣性ジャイロスコープの論理的代替として開発され
た。サグナック効果の原理にもとづけば、理想的にはリ
ングレーザジャイロスコープは可動部分が最小であり非
常に正確な回転検知を行なえる。当初想像されたように
、リングレーザジャイロスコープは光リングキャビィテ
ィ内で発振する少なくとも２本の対向伝播電磁波（例え
ば光）を有している。理想的なリングレーザジャイロス
コープが静止している時はセンサから回転は示されない
。レーザジャイロスコープのリングキャビィティがその
中心軸の周りに回転すると、対向伝播波が相互に作用し
あってビート周波数が発生する。基準慣性フレームに対
してビート周波数とジャイロスコープの回転速度との間
にリニアな関係を成立させることができる。

【０００３】理想的なリングレーザジャイロスコープは
回転速度に比例したビートノートを特徴とするが、２モ
ードのプレーナリングレーザジャイロスコープは速度バ
イアスあるいは機械的デイザーによって対向伝播波が低
回転速度でロックするのを防ぐ必要がある。このロック
イン問題を解決しようとして、一対以上の対向伝播モー
ドを有する非プレーナ多発振器リングレーザジャイロス
コープが開発された。簡潔に述べると、基本的な多発振
器リングレーザジャイロスコープは左偏向（ＬＣＰ）お
よび右偏向（ＲＣＰ）光ビームで動作し、キャビィティ
内のファラディ効果ガラスデバイスあるいは利得プラズ
マ上の磁界を用いて対向伝播波問に位相シフトを与えロ
ックインを防いでいる。多発振器リングレーザジャイロ
スコープのこの原理の一例は、１９８９年４月４日に発
行されたレーセオン社（テリー・エー・ドルシュナ，発
明者）の米国特許第４，８１８，０８７号“オーソヘド
ラル・リングレーザジャイロ”及び１９８９年３月２１
に発行されたレーセオン社（テリー・エー・ドルシュナ
他、発明者）の米国特許第４，８１３，７７４号“非対
称斜方形リングレーザジャイロ”に見出される。

【０００４】これらレーザジャイロスコープシステムの
いずれにおいても、レーザキャビィティ内を伝播する各
ビームの一部を抽出して、キャビィティ内で同一偏向符
号を有するビーム対の周波数差を各々表わす２個の信号
をつくる必要がある。例えば、プレーナリングレーザジ
ャイロスコープシステムでは逆方向に向かう波をモニタ
することによって回転情報を得ている。均一に回転して
いるレーザの理想的な場合には、波の周波数は少し異な
っている。

【０００５】プレーナジャイロスコープはこの逆方向に
向かっているビームを合成して読出し光を得るデバイス
を有し、このデバイスはリングレーザジャイロスコープ
本体の一側に設けられた誘電体ミラーを有している。こ
のミラーの他側表面に設けられたプリズム体（好ましく
は直立対称プリズム）は縞パターンを形成するのに用い
られる。プリズムは振動を最小にするようミラーに直接
取付けられている。

【０００６】プレーナジャイロスコープの出力光学系に
おいて、縞は逆方向に向けられたビーム間の瞬時位相差
の測定指標である。強度が互いに合致し対向伝播ビーム
が殆んどコリニアである場合、縞パターンは静止してい
る。レーザジャイロスコープが回転すると縞パターンは
ビート周波数速度で移動する。もし縞間隔が光検出器の
寸法よりもかなり大きいと、回転速度の測定は最大強度
が検出器を通過する速度を単に記録することで行える。

【０００７】縞パターンが検出器を通過する方向が回転
方向を決定する。９０度あるいは１／４縞離間させた２
個の検出器と論理回路とを用いて正と負の両方の計数を
積算して回転速度と方向を与えることができる。この種
の読み取りでは、レーザジャイロスコープは本来的にデ
ジタル出力を有した積分速度ジャイロスコープである。 従ってアップおよびダウン計数による積算計数の正味計
数値は理想的ジャイロスコープが回転する正味角度にの
み依存している。代表的なジャイロスコープの一回転は
１０６　程度の計数となる。約言すれば、プレーナリン
グジャイロスコープの出力光学系検出システムは比較的
直載的なものである。

【０００８】同じことは多発振器リングレーザジャイロ
スコープには当てはまらない。当該分野で知られている
多モードリングレーザジャイロスコープはレーザビーム
の周波数をシフトさせるのに光学クリスタルあるいはフ
ァラディ効果デバイスを用える。従来提案されたバイア
スならびに検出手法ははなはだしく複雑で雑音レベルが
高かった。このことは１９７７年頃までにサンダースに
発行され本出願と同一譲受人に譲渡された米国特許第４
，１２３，１６２号によって認められている。多発振器
リングレーザジャイロスコープからの出力信号をバイア
スして検出する際の問題を解決するためにサンダースの
特許は、レーザプラズマ電流をディザーした回路を用い
て回転方向を決定する手法であり、リングレーザジャイ
ロスコープの回転の符号すなわち方向を検出する標準位
相としてプラズマ電源の交流成分を用いた。サンダース
の特許はプラズマ電流の直流電圧に微分交流ディザー電
圧を重過させた。標準位相電圧はプラズマの交流ディザ
ーと同期をとってサンダース特許の同期復調器７８に印
加された。プラズマ電流の僅かな変化は（多発振器内の
一方のジャイロスコープに特徴的な）一方のビーム周波
数を低くし、他方のビーム周波数を高くする。サンダー
ス特許の回路は、信号は標準位相信号の位相と合ってい
るか否かによって回転方向を決定する。サンダース特許
は回転速度と方向の測定に１個の光検出器を用いている
。サンダース特許は最大強度をみつけるパスレングス制
御サーボも開示しているが、この手法で示す強度曲線が
複雑な特徴を有しているので使用されている大抵の多発
振器に容易に適用できない。

【０００９】回転速度と方向を検知する他の手法はマシ
ューに発行された米国特許第４，４１５，２６６号、第
４，４２９，９９７号および第４，４４９，８２４号に
開示されている。特許第４，４１５，２６６号と第４，
４２９，９９７号は多発振器リングレーザジャイロスコ
ープ用のフェーズロックループシステムに関し、特許第
４，４４９，８２４号は出力光学系の構造に関している
。マシューによって開示された複雑な出力光学系検出器
プリズム構造は、３個のミラー２２、４０、および４１
、ビームスプリッタ４２、一組の１／４半波板４３と５
３、一組の偏向器４４と５４、そして一組の検出ダイオ
ード４５と５５を有している（特許第４，４４９，８２
４号の第２図に示されている）。特許第４，４１５，２
６６号と第４，４２９，９９７号に開示された電気信号
処理システムは、特許第４，４４９，８２４号に説明し
ている複雑な光学系によって与えられるヘテロダイン光
出力信号を処理するのに用いている。マシューの特許は
すべてその全体のシステムがファラディ周波数を分離す
るのに複雑な光学系を必要とする。マシューはパスレン
グス制御誤差信号をつくるのに各ファラディ信号の光強
度を比較するパスレングス制御システムを用いている。 複雑な出力光学系（さらに大きな機械構造の製造および
光学的配置の困難さ）を使用する時に生ずる問題はきび
しい光信号の減衰ならびに光信号の後方散乱による測定
精度の問題である。従って、複雑な光信号処理の制限に
対して自由な出力光学系構造とシステムを提供すること
が望ましい。

【００１０】出力光学系を簡素にするひとつの試みは、
１９８９年６月６日に発行され（マーチンとヘンドウ、
発明者）、不出願と同一譲受人に譲渡された米国特許第
４，８３６，６７５号に開示されている。ここでは、出
願人は、多発振器リングレーザジャイロスコープシステ
ムにおける回転速度と方向の測定ならびにキャビィティ
長制御のために、直載な光学系（デイザーされたプレー
ナリングレーザジャイロスコープシステムに使用した光
学系と同様なもの）とかなり複雑な電子回路を用いてい
る。米国特許第４，８３６，６７５号に開示したキャビ
ィティ長制御システムは、プレーナジャイロスコープに
必要とする光検出器以外の光検出器を使用することなく
エンベロープ変調深さの量を弁別してジャイロスコープ
の動作点を決定しようと試みている。しかし、ここで提
案された光出力信号処理用の電気システムはかなり複雑
であるので信号品質の低下、雑音ならびに高い製造コス
トをもたらす。

【００１１】

【発明の概要】発明の背景の関連技術の説明から明らか
なように、直載な出力光学系プリズムと電気回路を用い
てジャイロスコープキャビィティ内の光信号から抽出し
た信号対を分離する、多発振器リングレーザジャイロス
コープ出力光学系検出システムが要望されている。

【００１２】ここで開示する本発明に係る多発振器リン
グレーザジャイロスコープ回転検知システムは、多周波
数光信号をヘテロダインする（ファラディバイアス差ビ
ート周波数信号の関数であるヘテロダイン両側波帯抑圧
キャリア光出力信号を両側波帯抑圧キャリア変調信号の
形でつくる）に好適な、リングレーザジャイロスコープ
のリング共振器キャビィティの出力ミラーに固定された
出力プリズムと、出力プリズムからのヘテロダイン光出
力信号を電気的に検出できる光電変換デバイスと、出力
プリズムからのヘテロダイン両側波帯抑圧キャリア光出
力信号に対応する電気出力信号を処理する信号分離回路
より構成される。このような信号分離回路は、複雑な出
力光学系なしで回転速度と方向の両方を電気的に検出す
るのに適しているので信号減衰をかなり防いでいる。

【００１３】回転検知機能以外に、ジャイロスコープ回
転検知システムは、信号分離回路と共に動作してリング
レーザジャイロスコープのリング共振器キャビィティ内
の信号の共振を制御するキャビィティ長制御システムを
も有することができる。このようなキャビィティ長制御
システムは、ジャイロスコープの広い範囲の回転速度で
適切なキャビィティ長動作点を維持するための広帯域信
号処理回路を有する。広帯域信号処理回路は、装置の理
論的最大回転速度に近い所定の最大周波数範囲で分離信
号の相対振幅の振舞いを予期できる。キャビィティ長制
御システムは、さらに、ジャイロスコープの動作がキャ
ビィティ長サーボ機構と関連しておりその動作が回転速
度零近くになるとパスレングス誤差信号のクロストーク
の影響をさらに減らすサブシステムとも関連している。

【００１４】好ましい実施例では、光電変換デバイスは
、少なくとも２個の光検出器を有する。この２つの光検
出器はそれらの出力信号が所定の位相差を生じるように
離間している。詳しくは、信号分離回路は少なくとも２
個の移相器回路を有し、一方の移相器回路は光検出器の
ひとつと関連し、各移相器回路は抑圧キャリア変調電気
出力信号の位相をシフトする。信号分離回路は少なくと
も２個の結合回路をも有し、第１の結合回路は第１の光
検出器からの第１の抑圧キャリア変調電気出力信号と第
２の光検出器からの位相シフトされた第２の抑圧キャリ
ア変調電気出力信号とを結合し、第２の結合回路は第２
の光検出器からの第２の抑圧キャリア変調電気出力信号
と第１の光検出器からの位相シフトされた第１の抑圧キ
ャリア変調電気出力信号とを結合する。このようにして
、光検出器からの両側波帯抑圧キャリア変調信号は、回
転速度と方向を測定するために、ファラディバイアス差
ビート周波数信号に対応した２個の出力信号成分に電気
的に分離される。

【００１５】さらに詳しくは、キャビィティ長制御回路
は分離した出力信号成分の各々の時間平均振幅値を決定
する検出回路を有し、この検出回路はこの振幅値を差働
増幅器に与える。差働増幅器は出力誤差信号を与える。 差働増幅器からの出力誤差信号は積分され（サーボルー
プを形成）、積分誤差信号を圧電変換器の駆動に充分な
レベルで少なくとも一方の圧電変換器に供給する。この
ようにしてキャビィティ長が調整される。

【００１６】別な実施例では、キャビィティ長の制御と
回転検知は少なくとも２個のデジタル制御移相回路を使
用して達成される。一方のデジタル制御移相回路は２個
の光検出器のひとつと共に動作し、各デジタル制御移相
回路は第１と第２の抑圧キャリア変調電気出力信号を選
択的に調整する。デジタル制御移相回路は、キャビィテ
ィ長制御回路の積分誤差出力信号に従って第１と第２の
抑圧キャリア変調電気出力信号を調整する。移相器と関
連するマルチプレクサ回路はデジタル制御移相回路から
の２個の分離出力信号成分を多重化する。（マルチプレ
クサ回路と関連する）振幅検出器は分離出力信号成分の
各々の時間平均振幅値を決定する。検出器はこの振幅値
をアナログ／デジタル変換器に与える。アナログ／デジ
タル変換器は誤差信号をコンピュータに与える。コンピ
ュータはアナログ／デジタル変換器からの誤差信号をデ
ジタル処理して（デジタル／アナログ変換器を介して）
第１のデジタル処理出力誤差信号を少なくとも第１の圧
電変換器に（圧電変換器を駆動するのに充分なレベルで
）供給する。コンピュータは第２のデジタル処理出力誤
差信号をデジタル処理移相回路の各々に対して直接に供
給もすることによって、キャビィティ長を調整して信号
分離回路とキャビィティ長制御回路との間のクロストー
クを避けながら信号分離と回転の測定を達成している。 このようにして、（回転速度と方向を測定するために、
ファラディバイアス差ビート周波数信号の各々に対応し
た）２個の出力信号成分を抽出している。この２個の出
力信号成分はデジタル制御移相回路によってアダプティ
ブフィルタを通過され積分誤差出力信号とキャビィティ
長制御回路のクロストークを避けている。

【００１７】好ましい実施例の信号分離回路に使用され
た移相回路は共通分圧回路網と共に動作する２個のＲＣ
回路網を有する。各ＲＣ回路網は各結合回路の一方の入
力に直列接続される。結合回路は差働増幅器である。こ
のようにして、信号分離回路の第１の入力信号は第１の
ＲＣ回路網でπ／４ラジアン位相シフトされ、信号分離
回路の第２の入力信号は第２のＲＣ回路網でπ／４ラジ
アン位相シフトされる。第１と第２の入力信号の各々の
半分は差働増幅器でπ／４ラジアン位相シフトされた信
号と減算され、その結果第１の入力信号の半分の振幅を
有した第１の入力信号がπ／２ラジアン位相シフトされ
、第２の入力信号の半分の振幅を有した第２の入力信号
がπ／２ラジアン位相シフトされる。第１と第２の入力
信号は従って各々のファラディ成分に分離され、ジャイ
ロスコープの回転速度と方向が決定できる。

【００１８】あるいは、２個の移相回路は光検出器の両
方と共に各々が動作する２個のＲＣ回路網を有する。各
ＲＣ回路網は互いにクロス結合され、各結合回路の一方
の入力に直列接続される。この別な実施例での結合回路
はバッファ増幅器である。この実施例の動作では、信号
分離回路の第１の入力は第１と第２のＲＣ回路網によっ
てπ／４ラジアン位相が進められ、信号分離回路の第２
の入力信号は第１と第２のＲＣ回路網によってπ／４ラ
ジアン位相が遅らされる。このようにして第１と第２の
バッファ増幅器の入力信号に各々π／２ラジアンの位相
シフトが導入される。第１と第２のバッファ入力信号は
各々のファラディ成分に分離されて、ジャイロスコープ
の回転速度と方向を決定できる。あるいは、２個のＲＣ
回路網をクロス結合したコンデンサと共通分圧回路網の
両者と共に動作させ、広範囲な信号クロストークにおい
て不要な信号は除去して最大のクロストーク除去を達成
する。

【００１９】入力光信号の周波数差が１００％の広い範
囲まで所望の不要信号除去を行うために、可変コンデン
サを各ＲＣ回路網と共に動作させて各ＲＣ回路網をその
ような広い範囲で相互に作用できるようにする。

【００２０】光電変換器を構成する２個の光検出器は、
ヘテロダインキャリア光出力信号検出用の出力プリズム
の同一側に沿って配置するか、あるいは、出力プリズム
の両側に配置する。各光検出器に近接して一対の電流／
電圧変換器を使用してもよい。

【００２１】リングレーザジャイロスコープ回転検知シ
ステムの出力光学系検出方法が本発明によって教示され
ている。この方法の第１のステップは、リングレーザジ
ャイロスコープのリング共振器キャビィティの出力ミラ
ーに固定した出力プリズムを用いて、多周波数光信号を
両側波帯抑圧キャリア変調信号の所にヘテロダインする
。（信号は対に分けられ、各対の信号は時計方向と反時
計方向成分を有する。）次に光信号は一対の光電変換器
を用いて電気信号に変換される。

【００２２】光信号は信号分離回路で処理されて、両側
波帯抑圧キャリア出力信号に対応する電気出力信号をつ
くり、この出力信号はファラディバイアス差ビート周波
数信号の関数である。このプロセスによって、ファラデ
ィバイアス差ビート周波数信号は回転速度と方向を測定
するためにその成分に分離される。キャビィティ長制御
を達成するためにこの方法はさらなるステップを有する
。このステップは、リングレーザジャイロスコープの複
数のミラーに位置する圧電素子にキャビィティ長駆動信
号をフィードバックすることによってリングレーザジャ
イロスコープのキャビィティ長を制御する。これらキャ
ビィティ長制御信号は信号分離回路による抑圧キャリア
変調信号の分離によって抽出される。

【００２３】リングレーザジャイロスコープの特定の用
途に対して教示した特定の信号分離回路とキャビィティ
長サーボ機構以外に、本出願においては両側波帯抑圧周
波数信号をその成分に分離する一般的な信号分離回路を
も教示する。この一般的な信号分離回路は少なくとも２
個のデジタル制御移相回路を有する。両側波帯抑圧キャ
リア信号の第１と第２の信号を２個のデジタル制御移相
回路に与える少なくとも２個の入力源ノードも備えてい
る（入力源ノードはリングレーザジャイロスコープの光
検出器出力に対応する）。両側波帯抑圧キャリア信号の
第１と第２の信号は互いに所定量の位相シフトを受ける
。変換器制御回路も備えられており、デジタル制御移相
回路と共に動作して少なくとも１個の変換器を起動する
信号を制御する。各デジタル制御移相回路は２個の入力
源ノードのひとつと共に動作し、第１と第２の両側波帯
抑圧キャリア出力信号を選択的に調整する。デジタル制
御移相回路は、変換器制御回路の積分誤差出力信号に従
って、第１と第２の抑圧キャリア変調電気出力信号を選
択的に調整する。一般化した分離回路は２個の出力成分
を抽出し、これらは積分誤差出力信号と変換器制御回路
とのクロストークを避けるためにデジタル制御移相回路
によってアダプタティブフィルタにかけられる。両側波
帯抑圧キャリア信号をその成分に分離する信号分離回路
は、さらに、デジタル制御移相回路からの２個の分離成
分出力信号を多重化するマルチプレクサを有する。各分
離成分出力信号の時間平均振幅値が次に検出回路によっ
て抽出される。検出回路は振幅値をアナログ／デジタル
変換器に与える。アナログ／デジタル変換器は誤差信号
をコンピュータに与える。

【００２４】コンピュータは（サーボループを形成して
）アナログ／デジタル変換器からの誤差信号をデジタル
処理する。誤差信号である第１のデジタル処理誤差出力
信号はデジタル／アナログ変換器を介して（圧電変換器
を駆動するのに充分なレベルで）圧電変換器に供給され
る。コンピュータは第２のデジタル処理誤差出力信号を
直接に各デジタル制御移相回路にも供給する。従って、
圧電変換器が起動されて、信号分離回路と変換器制御回
路とのクロストークを避けながら信号分離を達成する。

【００２５】このようにして、回転検知と速度情報を与
えるとともにキャビィティ長制御の有用なデータを与え
る、完全に電子化した汎用光出力信号検出システムが開
示される。

【００２６】

【好ましい実施例の詳細説明】第１図を参照するに、多
発振器リングレーザジャイロスコープの直立対称プリズ
ム体３６によって得られる回転、ならびに速度の光信号
情報を検出し復号する出力光検出システム１０が開示さ
れている。多発振器リングレーザジャイロスコープは、
西独のショット社製のツェロドゥール（ＺＥＲＯＤＵＲ
）　のような単一材ガラスからつくられたモノリシック
なブロックあるいは枠１２によって構成されている。枠
は４隅のミラー１４、１６、１８および２０で規定され
る光路１５を有する。励振ヘリウム−ネオンガスのアク
ティブ媒体がアノード１９とカソード１７Ａおよび１７
Ｂによって励起されている。（図示しない別の構成では
２個のアノード間に位置する１個のカソードでも作動で
きる）。ジャイロスコープの非プレーナ構造によって光
路１５に沿って進行する光ビームが可逆分割され、左右
の可逆円偏向光（ＲＣＰ）および（ＬＣＰ）を与える。 （非プレーナな構造は対向隅のミラー１４と１８を結ぶ
図示しない仮想折れ線に沿って光路１５を折ることによ
って得られる）。ファラディ回転子体１３はＬＣＰおよ
びＲＣＰの各対の時計方向および反時計方向成分を非可
逆分離する。この非可逆分離は１ＭＨｚ　程度である。 読出し光システム３０は、一対の直立対称プリズム３２
と３４が互いに結合されて部分的に透過的なミラー２１
に設けられた単一の直立対称プリズム体３６と、一対の
光検出器４０とより構成されている。プリズム３２と３
４との間の垂直共通面は入射光の５０％を反射し、各プ
リズム３２と３４の対向斜面は光検出器近傍にその反射
領域を有している。

【００２７】第１図の光検出器４０の好ましい配置は、
このようなモノリシックなデバイス間の整合が湿度に対
して理想的に近く、かつ、自由面が組立後のジャイロス
コープの診断に使用できるという理由で第２Ａ図に示す
ような構成をとっている。第２Ｂ図に示す別の実施例で
は、第２Ａ図に示すプリズム３４の一面に設けられたデ
ュアル光検出器４６の代わりに、一対の光検出器（第２
Ａ図の４７Ａと４７Ｂ）を使用できる。第２Ｂ図に示す
プリズム３２と３４の両斜面に光検出器４７Ａと４７Ｂ
を設けた構成によって、ある利用（例えば非短象平衡振
幅出力を得る場合）で好ましい互いに独立した配置がで
きる。第２Ｂ図と第２Ｃ図に示す実施例では、信号分離
回路２０に制御可能な位相シフト信号を与えるために両
検出器４７Ａと４７Ｂは入射光のビームエネルギの一部
しか受けてはならないことを理解されたい。このことは
第２Ｂ図と第２Ｃ図の検出器４７Ａと４７Ｂとをずらし
て配置することによって可能となる。

【００２８】第１図に示す信号分離回路２０は、積重ね
た半波長板と光偏向器を用いて従来達成していたと同一
の機能を行う理想化した機能的実施例である。従来技術
の光学素子の積重ねによる温度安定性と配置に伴なう問
題点は従来方法の重大な欠点であり、第１図に示す実施
例はすべて電子回路システムであり好ましいものである
。第１図に示す理想化した機能的実施例は第３Ａ図から
第３Ｄ図および第８図に示す実施例で具体化され、ジャ
イロスコープのキャビィティ内の対向伝播光ビームの周
波数差を抽出できる温度に安定であり容易に配置できる
信号分離手段を達成している。この周波数差は、キャビ
ィティ内のファラディ回転子体１３によってつくられる
ファラディ回転量とジャイロスコープの回転速度との関
数である。一般に回路の出力での周波数（第１図、第３
Ａ図〜第３Ｄ図、および第８図のＷＡ　とＷＢ　）は回
転速度零で同一である。回転速度零以外では、一方の出
力（例えばＷＡ　）では高くなり他方（ＷＢ　）では低
くなる。回転速度が速くなるとそれに比例して出力の周
波数差が大きくなる。回転方向を逆にするとＷＢ　が高
くなる。理想的にはどの回転速度でも各出力は１個の周
波数しか持たない。光検出器の位置ずれがあったり回路
素子の値が最適でないと、一方あるいは両方の出力は２
個の周波数の合成したものとなる。このことは２個の周
波数差（ビートノート）に等しい周波数による出力の振
幅変調として観察される。さらに、回転速度零近くで振
幅変調がなくても速い回転速度では同様の結果となる。 幸便なことに後者の現象はその振舞いが予期でき対策を
打つことができる。第１図、第３図および第８図に示す
回路の機能を理解するために第４Ａ図に示す光検出器か
らの電流に対する式を以下のように立てることが役立つ
。

【００２９】

【数１】

【００３０】ここでＷＡ　はジャイロスコープのキャビ
ィティ内の右円偏向対向ビームによってつくられるビー
ト周波数であり、ＷＢ　はそれに対向した左円偏向成分
である。

【００３１】信号ｉＰＤ１　とｉＰＤ２　は、光検出器
４０から遠く導かれた入力端子４２と４４に沿って信号
分離回路２０に与えられる。すべての実施例に共通した
特徴は、各光検出器用の電流−電圧変換器２２と２４で
ある。信号（ｉＰＤ１　とｉＰＤ２　）は従って電圧信
号としてさらに処理されるためにＩ／Ｖ（電流−電圧）
変換器２２と２４に与えられる。Ｉ／Ｖ変換器は光検出
器と並置することも可能である。（厳密に述べると、光
検出器の電流を電圧に変換する必要はなく、種々な位相
シフト回路網による相互負荷によって同調に対して極度
に相互作用する直接的アプローチとなる）。ここで示す
ような電圧源を用いると各出力は互いに分離した状態で
最適化できる。これらの信号（ならびに端子４２と４４
から導かれる電気信号路）は、直立対称プリズムとミラ
ー体３０の斜面での光学的にヘテロダインされた出力信
号の電気的類似を示しこれに対応している。

【００３２】本発明の機能は、ＷＡ　とＷＢ　のファラ
ディ周波数を電気的に分離して、リングレーザジャイロ
スコープの現在の回転速度を示すデジタル値や他の信号
を得ている。リングレーザジャイロスコープの回転量を
表わす信号をつくるには、一方の円偏向波（ＲＣＰ）の
周波数差と他方の円偏向波（ＬＣＰ）の周波数差とを各
々示すファラディ信号ＷＡ　とＷＢ　とを抽出する必要
がある。 これらの信号とジャイロスコープドップラ拡張利得曲線
との関係を第６図に示す。曲線１２２は主長手モード（
ｑ，ｑモード）のガウシアン拡張利得曲線である。第６
図においてファラディ信号ＷＡ　とＷＢ　は、多発振器
キャビィティ内の右および左円偏向され可逆的に分割さ
れた周波数の時計方向（Ｃ）と反時計方向（Ａ）の非可
逆成分間の周波数差として示されている。破線の曲線１
２４で示されるように、観察できるＷＡ　とＷＢ　の位
置は（ｑ，ｑ＋１）長手モードで反転して示されている
。第６図に示すファラディ周波数ＷＡ　とＷＢ　以外に
も、光検出器が応答できないような高い周波数で右およ
び左円偏向成分間の他のビート周波数がすべて存在して
いる。光検出器がこれらの高い周波数に応答しても、こ
れら周波数はフィルタで容易に除去できる。

【００３３】ヘテロダイン信号は信号分離回路２０内で
変換器２２と２４から出力され移相器２３と２５および
積算増幅器２６と２８に送られる。移相器は変換器２２
と２４の出力する２個のヘテロダイン信号の位相を各々
シフトして、その出力を積算増幅器２６と２８の入力端
子に各々印加する。各ヘテロダイン信号はさらに位相を
シフトさせないで各積算増幅器２６と２８の入力端子に
印加される。各積算増幅器はその入力信号を以下のよう
に処理する。

【００３４】ｉＰＤ２　（第２式）のπ／２ラジアン位
相シフトはジャイロスコープのキャビィティと読出し光
学系の構造によって生じる（光検出器の電流は変換器２
２と２４によって電圧に変換されるので、ここでの説明
では電圧として式を立てている）。ＶＰＤ１　がπ／２
ラジアン位相シフトされてＶＰＤ２　に加えられると、
以下のようになる。

【００３５】

【数２】

【００３６】従って、第１図の分離回路２０の出力端子
５２では信号処理の結果ＷＡ　ファラディ周波数の項し
か残らない。同様にＶＰＤ２　をπ／２ラジアン位相シ
フトすると、以下のようになる。

【００３７】

【数３】

【００３８】ここではＷＢ　の項しか残らない。このこ
とは第１図に示す理想化された機能的実施例によって達
成される信号分離を数学的に説明している。端子５２と
５４からの出力信号はディジタイザ２７と２９に与えら
れコンピュータ６０が解釈して読めるデジタル計数に変
換されることに注目されたい。この処理結果は従来技術
（例えば前述したマシューの米国特許第４，４４９，８
２４号に開示）に使用された右および左円偏向ビームの
光学分離に等価な電気信号を与える。

【００３９】この結果は第４Ｂ図において、第１図に示
す入出力信号に対応する分離信号とそのデジタル化信号
（コンピュータ６０が読みとれる）として示されている
。第４Ｂ図に示す信号４Ｂ−ＷＡ　と４Ｂ−ＷＢ　は各
々第１図の出力端子５２と５４とで回復された出力波形
であり、それらのデジタル化信号１００と１０２も第４
Ｂ図に示されている。これらデジタル化信号１００と１
０２は各々ディジタイザ（レベル検出比較器）２７と２
９の出力端子に現われる。前述したように、これらの信
号成分の相対周波数が比較されジャイロスコープの回転
速度と方向を得ている。この技術を具体化するに必要な
π／２ラジアンの電気的位相シフトを得る他の種々な実
施例の回路は第３Ａ図から第３Ｄ図および第８図に示さ
れている。

【００４０】第３Ａ図に示す実施例は、信号が簡単なＲ
Ｃ回路網でπ／４ラジアン位相シフトされ、この位相シ
フトされた信号から元の信号を減算すると、元の信号を
π／２ラジアン位相シフトし元の振幅の１／２の信号と
なる事実にもとづいている。数学的に述べると以下の式
が得られる。

【００４１】

【数４】

【００４２】π／２ラジアンの位相シフトは単一の周波
数のみに対してであるがＷに近い周波数はほぼ同じ位相
シフトを受ける。ここでは、このことが第（１）式から
第（４）式のＷＡ　とＷＢ　にも当てはまるものと仮定
する。光検出器ＰＤ１　とＰＤ２　はその感光面にくる
光振幅を電流に変換して第１図に示す信号分離回路の入
力端４２と４４に送る。

【００４３】第３Ａ図を参照するに、電流−電圧変換器
２２と２４の各々の出力は差働増幅器６４と６６の反転
および非反転入力端子に与えられる。変換器出力信号は
一対の等しい値の抵抗７２と７４およびＲＣ回路網７６
、７１と７５、７３に送られる。各ＲＣ回路網は各々、
コンデンサ７１と結合した抵抗７６およびコンデンサ７
３と結合した抵抗７５より構成されている。これら回路
網の抵抗とコンデンサの結合の結果、差働増幅器６４と
６６の各々の入力端子に送る信号の位相がπ／２ラジア
ンシフトされる。２個の信号の重ね合せた結果、これら
信号の合計の半分が出力されることは知られている。差
働増幅器の出力は第（５）式を用いて以下のように表わ
される。

【００４４】

【数５】

【００４５】第（６）式と第（７）式の結果は共に第（
３）式と第（４）式の形に似ていることに注目されたい
。第（３）式と第（４）式を検討すると、各成分を減算
（各成分を加算するよりも）することは、処理の後で残
る成分ＷＡあるいはＷＢ　を変えるのみであることがわ
かる。換言すれば、周波数分離が減算によっても生ずる
。適当に代入することによって第３Ａ図に示す回路網は
以下の式となる。

【００４６】

【数６】

【００４７】第３Ａ図に示す回路網はさほど複雑ではな
いが、精密なコンデンサは得がたいので２個の素子（抵
抗あるいはコンデンサ）の調整の準備が必要である。

【００４８】第３Ｂ図に示す信号分離回路網は最っとも
簡単なものである。ここでは変換器２２あるいは２４の
出力の一方に対してπ／２ラジアンの位相シフトを得る
よりも、むしろ変換器２２と２４の各々の出力にπ／４
ラジアンの位相シフトを与えている。各ＲＣノードで加
算される信号は以下のように表わされる。

【００４９】

【数７】

【００５０】ここでも周波数は分離され、かつ出力を得
るのに差働増幅器が不要であることに注目されたい。代
わりに一対のバッファ増幅器６５と６７を使用して分離
回路からの出力信号をさらに処理してもよい。ここでも
２個の素子（抵抗あるいはコンデンサ）の調整をして同
調をとる必要があるが、全体としての簡素を考慮するな
らば第３Ｂ図は読み出し信号の分離にとってより好まし
い実施例である。第３Ｂ図において、変換器２２の出力
信号ＶＰＤ１　と変換器２４の出力信号ＶＰＤ２　は、
抵抗６２とコンデンサ８１を結合する第１ノードと抵抗
８２とコンデンサ７９を結合する第２ノードとに与えら
れる。位相シフトは（バッファ増幅器６５と６７の各々
の入力に与えられる）抵抗６２とコンデンサ７９を結合
する第３ノードと抵抗８２とコンデンサ８１とを結合す
る第４ノードの信号に対して与えられる。このようにし
て分離回路による第（１０）式と第（１１）式の結果が
得られる。

【００５１】ここまではＷＡ　とＷＢ　がほぼ同じ周波
数であると仮定した。２個の周波数差が大きくなると（
ジャイロスコープの回転速度が大きくなると）、出力は
初めに拒否された周波数によって大きく干渉を受ける。 その結果２個の信号のビート周波数での振幅変調となる
。変調の深さは２個の出力で異なるが周波数が分離され
ると一般に悪るくなる。実験的に５０％のクロストーク
でも耐えられることが判明した。

【００５２】第５Ａ図は実線で示す曲線１０５Ａと１０
５Ｂによってクロストークと周波数差とをパーセント表
示したグラフであり、耐えうるクロストークの実用的な
拒否限界は約５０％であることを推定している。第５Ａ
図は回転速度零のＷＡ　とＷＢの周波数差１４０％は光
検出器の出力での±π／２位相関係に耐えうることを示
している。周波数差は数学的に以下のように表される。

【００５３】

【数８】

【００５４】ここでＷＦ　はジャイロスコープ装置のフ
ァラディ周波数である。

【００５５】第５Ｂ図はＷＡ　とＷＢ　のＲＭＳ振幅が
５０％周波数で異なり初め、１００％を超えると急速に
離れていくことを示している。このことは信号分離回路
のπ／２ラジアン位相シフト構成に対する第５Ｂ図の実
線１０９Ａと１０９Ｂで表わされている。第５Ｂ図は、
より大きなクロストークを有した高い回転速度での信号
分離を得るのにπ／２ラジアン以外の位相シフトを用い
た時に固有の交換条件をも説明している。この交換条件
とは、クロストークが減少するが、さらに低い回転速度
での動作で生じる見かけ上のパスレングス変化に対する
対応策が必要であるということである。

【００５６】第４Ｃ図〜第４Ｅ図は種々な周波数差にお
けるこのクロストーク現象の進行を示している。第４Ｃ
図において、所定の時間１．３３３μｓに亘って周波数
４Ｃ−ＷＡ　（およびそのデジタル化信号）は周波数４
Ｃ−ＷＢ　（およびそのデジタル化信号）の計数よりも
僅かに少ない計数を同時間の間示し始める。同様に第４
Ｄ図において、所定の時間２μｓの間に亘ってジャイロ
スコープの回転速度が大きい間、周波数４Ｄ−ＷＡ　（
およびそのデジタル化信号）は周波数４Ｄ−ＷＢ　（お
よびそのデジタル化信号）の計数よりもさらに少ない計
数を同時間の間示し初め、周波数４Ｄ−ＷＡ　のクロス
トークは大きくなり始める。第４Ｃ図で示すよりもかな
り高い回転速度において、第４Ｅ図に示すように所定の
時間３．３３３μｓの間に亘って回転速度が最高の時、
周波数４Ｅ−ＷＡ　（およびデジタル化信号）は、周波
数４Ｅ−ＷＢ　（およびデジタル化信号）の計数約６に
比較して同時間の間に最っとも少ない計数１を示し始め
る。また、周波数４Ｅ−ＷＡ　はそのように大きなクロ
ストークを持っているのでクロストークと計数との弁別
が困難となってくることにも注意されたい。

【００５７】高い回転速度を伴なったクロストークは分
離回路の出力信号の解釈をより困難にするが（第４Ｂ図
から第４Ｅ図に示された）波形から論理レベルをうまく
抽出することができる。ジャイロスコープの動作条件は
１４０％の周波数差の場合よりももっと程度の高い対策
を必要とする。第３Ｃ図に示す回路網は、（ここでも５
０％の実用的クロストークの制限を用いて）回転速度零
での約１８０％の周波数差でＷＡ　とＷＢ　を分離して
いる。第３Ａ図の回路網と比較すると、第３Ｃ図に示す
実施例は不要な信号を除去するためにクロス結合したコ
ンデンサ９１と９３とを追加している。他の素子の調整
（例えば、抵抗８６と８７の抵抗網と抵抗８５と８８の
抵抗網の注意深い選択ならびに抵抗８３と８４の平衡を
確実にするためのコンデンサ８９の調整）はクロストー
クの除去を最大にするのに有用である。実際にはこの同
調は反復手法で行なわれ可変コンデンサによって最良の
結果となる。

【００５８】第３Ｄ図に示す回路網は第３Ｂ図の信号分
離回路の変形であり、（先に定義した）周波数差を１８
０％にまで拡張している。抵抗９２と９４は第３Ｂ図の
抵抗６２と８２に比較でき、クロス結合コンデンサ９５
と９７とはコンデンサ７９と８１とに比較できるが、第
３Ｄ図の回路網を微調整するために可変コンデンサ６１
と６３が備えられている。第３Ｄ図の回路の同調手順は
、ＬＣＰあるいはＲＣＰのライン対のみがレーザ発振す
るようにジャイロスコープのパスレングスを調整する（
第６図参照）。もしＬＣＰ（ＷＡ　）対を選択すると、
抵抗９４を変化さしてＲＣＰ（ＷＢ　）チャネルに最小
信号を得る。次に、コンデンサ６３を変化さしてＷＢ　
チャネル出力を完全に零とする。次にＬＣＰ（ＷＢ　）
レーザ発振のためにジャイロスコープのパスレングスを
調整する。抵抗９２を変化さしてＷＡ　チャネルの最小
値を得て次に可変コンデンサ６１を用いて出力を完全に
零とする。上述の手順では回転していないジャイロスコ
ープを仮定している。第（２）式で定義したＩπ／２の
代わりに約±π／３の位相関係を得るように光検出器を
配置してもよい。この結果は（第３Ｄ図の回路を用いて
）第５Ａ図の破線の曲線１０７Ａと１０７Ｂおよび第５
Ｂ図の破線の曲線１１１Ａと１１１Ｂによって示されて
いる。 ＷＡ　チャネルの高周波クロストークは改善されるが、
低周波チャネルＷＢのクロストークは増加することに注
目されたい。さらに良好なクロストークの条件は、π／
２ラジアン位相シフト実施例に比較して位相関係がπ／
３の時に得られる。その理由は周波数差が１８０％を超
えるまでＷＡ　もＷＢ　も５０％のクロストークを示さ
ないからである。この手法を用いた時の妥協は、ある程
度小さな信号振幅（両者で同じ大きさの光電流を仮定）
と低周波でのＲＭＳ振幅の大きな拡張（しかし０％周波
数差条件ではなお零である）である。

【００５９】同様の妥協は第３Ｃ図の回路網を使用して
１８０％周波数差を抽出するときに起こる（第３Ｃ図の
回路では±π／３光検出器配置を用いる必要がないこと
を想起されたい）。このようにして、第３Ｄ図のπ／３
ラジアン実施例を用いた時の結果と実質的に同等の結果
が得られる。

【００６０】後の２種類の回路（第３Ｃ図と第３Ｄ図）
から、ジャイロスコープに意図しない光検出器の配置誤
差が生じてもこれらの回路網の種々のＲとＣの値を同調
さして発生するクロストークを除去できることは明白で
ある。さらに、周波数差０％以外で後の２種類の回路網
（第３Ｃ図と第３Ｄ図）の素子（抵抗あるいはコンデン
サ）を動的に同調させることによってクロストークを完
全に零にできることがわかる。

【００６１】第５Ｃ図は他の周波数差でクロストーク除
去を行った時に何が起こるかを示している。第５Ｃ図の
一連の曲線１１２、１１４、１１６、１１８および１２
０は周波数差に対する感度変化を示している。感度と周
波数差の関係はある程度複雑であるが、不要な信号成分
を零とするのは、回路網の抵抗とコンデンサの値の同調
範囲のみによって制限を受ける。例えば回転速度零では
ジャイロスコープは曲線１１６の特性を示す。完全なク
ロストーク除去が１８０％周波数以上でも可能であり、
ジャイロスコープの全ファラディ周波数制限近くまでア
クセス可能としている。回路網素子を動的に同調さすた
めに必要な妥協は、ジャイロスコープの最大動作角加速
度に匹敵した速度で素子の同調をとることである。第８
図の信号分離回路網はそのためのひとつの実施例である
。光検出器の配置誤差によって必要となった同調を含む
すべての同調はこの実施例のようなコンピュータ制御の
回路網で達成できる。すべての調整は速度情報を得るべ
く回路網の出力をモニタしながらなされる。種々の予期
できるフィルタアルゴリズムを用いて角加速度に対する
応答を良好にできる。

【００６２】第８図は第１図の場合と同様に最初のうち
は動作するが。動的に同調できる別の実施例を示してい
る。光検出器４０の出力信号である電流は変換器１２８
と１２９によって電圧に変換される。これら変換器はデ
ジタル制御される抵抗素子１３６と１３８の一方の入力
端子に一対の信号を与える。カルホリニア州９５０３５
ミルピタスのグザイコア（Ｘｉｃｏｒ）　社によって製
造された型番Ｘ９ＭＭＥのデジタル制御ポテンショメー
タは、第８図に示す回路設計によるデジタル制御抵抗素
子の好ましい一例である。あるいは第８図に示す回路と
構成が異なるが、これら素子をＲ−２Ｒラダー回路網と
してもよい。例えば、カルホリニア州サンタクララのナ
ショナルセミコンダクタ社によって製造されたＣＭＯＳ
ＭＩＣＲＯＤＡＣＳＴＭ　群の８、１０および１２ビッ
トのデジタル／アナログ変換器（型番ＤＡＣ１２０８、
ＤＡＣ１２０９、ＤＡＣ１２１０、ＤＡＣ１２３０、Ｄ
ＡＣ１２３１およびＤＡＣ１２３２）である。これら抵
抗素子１３６と１３８は第３Ｄ図に示す回路構成での抵
抗９２と９４と同様に動作するが、第８図においては抵
抗素子の値はコンピュータ１６０によって制御される。 同様にバラクタ１４５と１４６およびそのＤ／Ａ変換器
１３２と１３４は第３Ｄ図の回路のコンデンサ６１と６
３と同様に動作するが、第８図においてはここでもその
値はコンピュータによって制御される。第８図のクロス
結合コンデンサ１４１と１４２は第３Ｄ図のコンデンサ
９５と９７と同様の機能を司どる。固定コンデンサ１４
３と１４４は直流レベルがディジタイザコンパレータ１
２７と１３１に印加するのを防いでいる。抵抗１６１と
１６３の機能はＤ／Ａ変換器１３２、１３４が出力信号
ＷＡ　とＷＢ　の負荷とならないようにしている。

【００６３】理論的には信号分離回路１３０はジャイロ
スコープの設計で決まるいかなる回転速度でもＷＡ　と
ＷＢ　のクロストーク量を最小にするように動的に同調
をとれる。このことはサンプリングＡ／Ｄ変換回路１５
０を用いて信号分離回路１３０のＲＭＳ出力を交互にモ
ニタすることによってもできる。コンピュータ１６０は
ジャイロスコープの回転速度が変化すると制御信号を出
力して信号分離回路１３０の可変素子１３６、１３８、
１４５および１４６の値を更新する。実際上はこの制御
は、回路網１５０とコンピュータ１６０がＷＡ　とＷＢ
　をサンプルするのに必要な長い時間のため、低角加速
度に対してのみ可能である。この時間はサンプルデータ
を評価して訂正信号を信号分離回路網１３０に送るため
に必要である。さらに実際的な方法は、ジャイロスコー
プの種々の既知の回転速度で抵抗素子１３６、１３８と
バラクタ１４５、１４６を実験的に決めた値に校正する
ことを何回も行うことである。種々な回転速度でのＷＡ
　とＷＢ　の出力ＲＭＳ値は校正（例えば第５Ｂ図の曲
線）中にも適当に訂正してよい。ジャイロスコープが実
際に使用されている時は、これらの値は、ジャイロスコ
ープより抽出した速度情報の関数として素子の同調を更
新する校正テーブルとして、コンピュータによってアク
セスできる。 このようにして、信号分離回路１３０のほぼリアルタイ
ムなコンピュータ制御による再同調が可能となる。

【００６４】さらに広い帯域でπ／２位相シフトを維持
する、第３Ａ図〜第３Ｄ図および第８図以外の回路を信
号分離に用いることもできる。ここで開発した技術はス
タガ同調カスケード移相器とマルチプルフィードバック
増幅器を用いる。また、利得制御後の積分器あるいは微
分器を動作させてもよい。このような手法は素子の計数
および許容値の要求に対してかなり有用であり、光検出
器の配置誤差（π／２以外の位相シフトをつくる場合）
があっても調整が免れる。低回転速度でのクロストーク
除去では、これら回路の数多くの相互作用する素子の値
を同調させて、配置誤差が起こす不要な成分を除くのに
必要な位相差を得ている。これは広帯域位相シフト回路
網すべてにとって主たる欠点であり以下に述べるパスレ
ングスの制御でクリティカルとなる。

【００６５】リングレーザジャイロスコープ回転検知シ
ステムを提供する他に、ここではパスレングス制御サー
ボループシステムを教示する。前述したように、読出し
信号分離回路から抽出した波形は周波数ＷＡ　とＷＢ　
の正弦波である。サーボループの目的はこれら２個の信
号に一定振幅の関係を保つことであり、正常動作点はほ
ぼ等しい振幅を有している。相対振幅を決定する方法は
単純なダイオード検出器あるいはＲＭＳ／ＤＣ変換器を
用いてＷＡとＷＢ　に対応する個々のチャンネルをサン
プルあるいは常時モニタすることである。

【００６６】第１図はそれを具現化したものを示してい
る。誤差決定回路５０はキャビィティあるいはパスレン
グス制御（ＰＬＣ）に必要な初期の情報を与えるべく動
作する。ファラディ周波数ＷＡ　とＷＢ　の交流信号振
幅のＲＭＳ値はＲＭＳ／ＤＣ変換器５６と５８によって
直流レベルに変換される。変換器５６と５８の２個の出
力振幅は、差働増幅器５７によって比較されその出力は
パスレングス制御（ＰＬＣ）誤差信号となっている。こ
の誤差信号は次に積分器５９に入力される。積分器の出
力は、ジャイロスコープのパスレングス調節ミラーアセ
ンブリ１４と１８（圧電変換器ＰＺＴを含む）を駆動す
るに充分なレベルまでＰＺＴ駆動増幅器７０によって増
幅される。

【００６７】第８図はキャビィティ長制御の他の具現化
したものを示している。

【００６８】前記回路（第１図に示し上述した回路）は
、コンピュータがパスレングスループを閉成する他の手
段であるので、誤差信号をつくるために用いる必要はな
い。第８図はキャビィティ長制御回路１５０の例を示し
、ファラディ信号振幅（ＷＡとＷＢ　）が、これら２個
の信号間の適当なマルチプレクス（例えばマルチプレク
サ１５２）によって１個のＲＭＳ／ＤＣ変換器１５４を
用いて交互にサンプルされる。ＲＭＳ／ＤＣ変換器１５
４の出力はアナログ／デジタル変換器１５６を通ってコ
ンピュータの読みとれる誤差信号をつくっている。コン
ピュータ１６０のソフトウエアは、サーボループコント
ローラをプログラムする当業者プログラマに既知のコン
ピュータプログラミング法に従って振幅の比較および計
算された誤差の積分を行う。計算された誤差信号はデジ
タル／アナログ変換器１６２によってアナログ信号に戻
されて、ＰＺＴ駆動増幅器を介してＰＺＴミラー１４と
１６とを駆動してミラーを調節する。

【００６９】各チャネル（ＷＡ　とＷＢ　）の振幅測定
でクロストークが存在していると、これら振幅の比較に
よってＷＡ　とＷＢ　の周波数差でパスレングス制御誤
差信号の振幅変調が発生する。

【００７０】この変調の大きさは２個の信号間のクロス
トークの合成百分率と個々の信号の変調の相対位相とに
正比例する。ＷＡ　とＷＢ　の周波数差が小さいと、こ
の周波数差はパスレングス制御機能のループ帯域幅内に
入る。この場合、ミラーの調節は誤差信号の振幅変調に
従う。（ある場合にはこのようにならず、クロストーク
除去がジャイロスコープの低回転速度でクリティカルと
なる）。誤差信号のアダプタティブフィルタをこのルー
プのコンピュータ構成に入れることができる（例えば前
述した第８図に示す構成）。ミラー位置の更新はＷＡ　
とＷＢ　のビートノート周波数に依存する。誤差信号の
ビートノート変調は、ジャイロスコープのファラディバ
イアス周波数（ＷＦ　）のＷＡ　とＷＢ　の周波数差の
高周波の時にも明らかとなる。このような状況では動的
に同調可能な信号分離回路の実施例（例えば第８図）が
有用となる。 この実施例はコンピュータ制御によって同調され、回転
速度に応答する。クロストークとパスレングスの両者が
同調される。実際にはジャイロスコープを用いたシステ
ムは、パスレングス制御サーボループを乱すほど長くは
ファラディバイアス周波数の高周波にめったに滞まらな
い。コンピュータ制御サーボループは、クロストークを
零にするため信号分離回路に再同調を命令し誤差信号を
アダプティブフィルタに通すかあるいは単に、高周波や
低回転速度領域の間はループを更新させないようにでき
る。

【００７１】第７図に戻るに、曲線１２５に沿って正弦
波振幅と所望動作点からのオフセットとの間にはほぼ直
線関係があることを示している。選択して使用できる二
組の可能な動作点がある（第１の組は１２６Ｂと１２６
Ｃで第２の組は１２６Ｄと１２６Ｅで、各組は異なった
傾斜を示す）。大抵の応用では特定のジャイロスコープ
装置に対してある傾斜を有した一組だけの動作点（１２
６Ｂと１２６Ｄの組あるいは１２６Ｃと１２６Ｅの組）
が用いられる（点１２６Ａも動作点として使用できるが
この例では最適な動作点ではない）。

【００７２】第６図はレーザ利得曲線に対する種々な動
作点と読み出し信号の関係を示す。ジャイロスコープの
パスレングスに応答してミラーをドプラー利得曲線をま
たぐように動かして例えば曲線１２２と１２４（ｑ，ｑ
とｑ，ｑ＋１）のようなジャイロスコープのキャビィテ
ィ共振を想像することができる。これらのキャビィティ
共振が同一の利得を有している時ジャイロスコープは動
作点に同調されている。すなわち、対向伝播ビーム（時
計方向（Ｃ）と反時計方向（Ａ））の右円偏向（ＲＣＰ
）と右円偏向（ＬＣＰ）成分はジャイロスコープの出力
ミラーで同一強度を有している。結合ビームによってつ
くられるビートノートは第６図に示すようにＷＡ　とＷ
Ｂ　に対応する。ｑあるいはｑ＋１として示されている
一連のラインは長手モードの数（あるいは共振時キャビ
ィティを占有できるレーザ光の波長数）を表わす。波長
６３３ｎＭのＨｅ−Ｎｅで動作している３２ｃｍキャビ
ィティのｑは約５０００００である。もしｑモードのラ
イン対が第６図の利得中心の右側に移ると、ＷＡ　成分
はＷＢが小さくなるのとほぼ同じだけ大きくなる。逆方
向の動きは相補的な結果となる。

【００７３】第７図は望ましい動作点（ｑ，ｑ）ならび
にＷＡ　とＷＢ　の振幅差がパスレングスミラー制御電
圧の変化に対してどうなるのかを示している。これはパ
スレングス誤差信号に関連する。もしライン対が充分遠
くに移ると最終的には一対のみ（ＷＡ　に対応するＲＣ
ＰあるいはＷＢ　に対応するＬＣＰ）がレーザ発振する
。光をなお発しているライン対は利得曲線のまるめられ
たピークを示している強度プロファイルの軌跡をつくる
。このほぼ平坦な強度プロファイルはパスレングス誤差
信号の最大及び最小レベルとして示される。ライン対が
さらに移ると、ｑ＋１モードラインのレーザ発振が可能
となる。 ｑとｑ＋１の光が混合すると誤差信号の傾斜は反転する
。もしｑ，ｑの対とｑ，ｑ＋１の対の間の間隔が同じで
あると傾斜は等しいがその符号は逆である。もしｑ，ｑ
とｑ，ｑ＋１とが等間隔でないと傾斜の急峻性も同様に
異なってくる。

【００７４】以上、必要な信号分離を完全に電気的に行
う、プリズム手法を用いて動作する多発振リングレーザ
ジャイロスコープ用のリングレーザジャイロスコープ回
転検知システムとキャビィティ長制御システムを開示し
た。回転検知とパスレングス制御の好ましい実施例と他
のシステムを開示したが、他の均等な実施例も明らかで
あることがわかる。例えば、第３Ｃ図、第３Ｄ図および
第８図に示す実施例ではコンデンサを調整可能としたが
、これらシステムのＲＣ回路網を再度同調して得られる
のと同じ結果を抵抗素子を調整可能としても得られる。 このように、特許請求の範囲はこの出願に記載した実施
例だけでなく他の均等物をも包含することを企図してい
ることは明らかである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の出力光検出ならびにキャビィティ長制
御システムの好ましい実施例の概略図である。

【図２Ａ】本発明の出力光検出システムの好ましい実施
例の出力光プリズムとこれに配設された光検出器の機械
的構造を示す側面図であり、光検出器対はそれに一体と
して実装された電流−電圧変換器を有してもよい。

【図２Ｂ】本発明の出力光検出システムの他の実施例の
出力光プリズムとこれに配設された光検出器の機械的構
造を示す側面図である。

【図２Ｃ】本発明の出力検出システムのさらに別な実施
例の出力光プリズムとこれに配設された光検出器と一体
的な任意の電流−電圧変換器の機械的構造を示す側面図
である。

【図３Ａ】第１図に示す分離回路２０の詳細回路の実施
例を示す図である。

【図３Ｂ】第１図の分離回路２０と同様の機能を有する
第３Ａ図に示す詳細回路の他の実施例を示す図である。

【図３Ｃ】第１図の分離回路２０と同様の機能を有する
第３Ａ図に示す詳細回路のさらに他の実施例を示す図で
ある。

【図３Ｄ】第１図の分離回路２０と同様の機能を有する
第３Ａ図に示す詳細回路のさらに他の実施例を示す図で
ある。

【図４Ａ】第１図の出力プリズム３６の光検出器４０か
らのヘテロダイン電気出力信号であって、第１図の分離
回路２０、第３Ａ図〜第３Ｄ図の分離回路、および第８
図の分離回路１３０の入力端子４２と４４に入力される
信号の波形を示す図である。

【図４Ｂ】第１図、第３Ａ〜３Ｄ図および第８図の分離
回路２０の出力端子４２と４４から出力するファラディ
分離出力信号と、第１図、第３Ａ図〜３Ｄ図および第８
図の分離回路２０（２７と２９から抽出できたもの）か
ら出力する対応するデジタル化論理レベル信号との波形
を示す図である。

【図４Ｃ】第１図の分離回路２０の出力端子５２と５４
でのファラディ分離出力信号と対応するデジタル化倫理
レベル信号（２７と２９から抽出できたもの）のＷＡ　
とＷＢ　波形間のクロストークの耐性の進行を示す図で
ある。

【図４Ｄ】第１図の分離回路２０の出力端子５２と５４
でのファラディ分離出力信号と対応するデジタル化倫理
レベル信号（２７と２９から抽出できたもの）のＷＡ　
とＷＢ　波形間のクロストークの耐性の進行を示す図で
ある。

【図４Ｅ】第１図の分離回路２０の出力端子５２と５４
でのファラディ分離出力信号と対応するデジタル化倫理
レベル信号（２７と２９から抽出できたもの）のＷＡ　
とＷＢ　波形間のクロストークの耐性の進行を示す図で
ある。

【図５Ａ】第５Ａ図は回転速度零でのＷＡ　とＷＢ　の
周波数差１４０％が耐えうることを示し、クロストーク
と周波数差を百分率で示したグラフである。

【図５Ｂ】第５Ｂ図は（光検出器の配置を変えて）±π
／２の代わりに±π／３の位相関係をファラディ周波数
間に持たせた時の効果を示し、信号振幅（ＲＭＳ測定値
）と周波数差の百分率を示したグラフである。

【図５Ｃ】第５Ｃ図は、クロストークとファラディ周波
数の周波数差の時計方向と反時計方向を百分率で示した
グラフであり、他の周波数差でクロストーク除去が得ら
れた時にどうなるかを示し、一連の曲線１１２、１１４
、１１６、１１８および１２０は周波数差の感度変化を
示し、不要信号成分を零にするのは回路網の抵抗とコデ
ンサの値の同調範囲によってしか制限されない。

【図６】第６図は共振光路のリングレーザ利得曲線の特
性を示すグラフで、レーザ利得曲線に対して種々な動作
点と読み出し信号との関係を示す。

【図７】第７図はパスレングス制御信号に対する共振キ
ャビィティの長手モードを示すグラフで、相対正弦波振
幅と所望動作点１２６Ａ〜１２６Ｅからのオフセットの
ほぼ直線的な関係を示す。

【図８】第８図は本発明の出力光検出ならびにキャビィ
ティ長制御システムの他の実施例を示す概略図であり、
デジタル制御移相回路を用いて抑圧されたキャリア変調
電気出力信号を選択的に調整して回転検知ならびにパス
レングス制御回路に対してより広い動作帯域を与える動
的同調回路網を示している。

【符号の説明】

１０　　出力光検出システム、 ２１　　ミラー、 ３２、３４　　プリズム、 ３６　　直立対称プリズム体、 ４０、４６、４７Ａ、４７Ｂ、４８、４９　　光検出器
、２０　　信号分離回路。

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　リングレーザジャイロスコープ回転検
   知システムにおいて、出力光学系検知システムが、時計
   方向と反時計方向の成分を各々有した信号対に分けられ
   る多周波数光信号をヘテロダインするのに適し、リング
   レーザジャイロスコープのリング共振器キャビィティの
   出力ミラーに固定された出力プリズムと、光電変換器手
   段と、前記プリズムはファラディバイアス差ビート周波
   数信号の関数であるヘテロダインキャリア光出力信号を
   、前記光電変換器手段によって電気的に検出できる両側
   波帯抑圧キャリア出力信号の形でつくり、前記光電変換
   手段からの前記両側波帯抑圧キャリア出力信号に対応し
   、前記ファラディバイアス差ビート周波数信号の関数で
   ある電気出力信号を処理する信号分離手段とを備え、前
   記ファラディバイアス差ビート周波数を電気的にその成
   分に分離して回転速度と方向を測定することを特徴とす
   るリングレーザジャイロスコープ回転検知システム。
2. 【請求項２】　　前記信号分離手段と共に動作して前記
   リングレーザジャイロスコープのリング共振器キャビィ
   ティ内の共振を制御するキャビィティ長制御回路手段を
   有する請求項１のリングレーザジャイロスコープ回転検
   知システム。
3. 【請求項３】　　前記キャビィティ長制御回路手段は広
   範囲のジャイロスコープ回転速度で適切なキャビィティ
   長動作点を維持する広帯域信号処理手段を有し、広帯域
   信号処理手段は装置の理論的最大回転速度に近い所定の
   最大周波数範囲で分離した信号の相対振幅の振舞いを予
   期できる請求項２のリングレーザジャイロスコープ回転
   検知システム。
4. 【請求項４】　　前記キャビィティ長制御回路手段は、
   ジャイロスコープの動作がキャビィティ長サーボ機構と
   関連しておりその動作が回転速度零近くになるとパスレ
   ングス誤差信号のクロストークの影響をさらに減らす手
   段を有する特許請求の範囲第３項のリングレーザジャイ
   ロスコープ回転検知システム。
5. 【請求項５】　　前記光電変換器手段は前記両側波帯抑
   圧キャリア出力信号を与える所定の位相離れた少なくと
   も２個の光検出器を有し、そして前記両側波帯抑圧キャ
   リア出力信号を処理する前記信号分離手段は、少なくと
   も２個の移相器回路を有し、一方の位相器回路は前記少
   なくとも２個の光検出器のひとつと共に動作し各位相器
   回路は前記両側波帯抑圧キャリア出力信号の位相をシフ
   トし、そして少なくとも２個の結合回路を有し、第１の
   結合回路は第１の光検出器からの第１の両側波帯抑圧キ
   ャリア出力信号と第２の光検出器からの位相シフトされ
   た第２の両側波帯抑圧キャリア出力信号とを結合し、第
   ２の結合回路は第２の光検出器からの第２の両側波帯抑
   圧キャリア出力信号と第１の光検出器からの位相シフト
   された第１の両側波帯抑圧キャリア出力信号とを結合し
   、前記光電変換器手段からの前記両側波帯抑圧キャリア
   変調信号は、ファラディバイアス差ビート周波数信号に
   対応する２個の出力信号成分に電気的に分離されて回転
   速度と方向とを測定する特許請求の範囲第１項のリング
   レーザジャイロスコープ回転検知システム。
6. 【請求項６】　　前記信号分離手段と共に動作してリン
   グレーザジャイロスコープの前記リング共振器キャビィ
   ティ内の信号共振を制御する前記キャビィティ長制御回
   路手段は、前記分離した出力信号成分の各々の時間平均
   振幅値を検出して、出力誤差信号を与える差働増幅器手
   段に与え、そして前記差働増幅器からの出力誤差信号を
   積分し（サーボループを形成）、積分誤差信号を前記圧
   電変換器の駆動に充分なレベルで少なくとも一方の圧電
   変換器に供給する手段とを有し、もって前記キャビィテ
   ィ長を調整する特許請求の範囲第２項のリングレーザジ
   ャイロスコープ回転検知システム。
7. 【請求項７】　　前記光電変換器手段は、前記両側波帯
   抑圧キャリア出力信号を与える、所定位相離れた少なく
   とも２個の光検出器を有し、前記両側波帯抑圧キャリア
   出力信号を処理する前記信号分離手段は、少なくとも２
   個のデジタル制御移相回路を有し、一方のデジタル制御
   移相回路は前記少なくとも２個の光検出器の一方と共に
   動作し、各デジタル制御移相回路は第１と第２の両側波
   帯抑圧キャリア出力信号を選択的に調整し、前記デジタ
   ル制御移相回路は、前記信号分離手段と共に動作してキ
   ャビィティ長制御回路手段からの積分誤差信号出力に従
   って、前記第１と第２の両側波帯抑圧キャリア出力信号
   を選択的に調整し、（回転速度と方向を測定するために
   、ファラディバイアス差ビート周波数信号の各々に対応
   した）２個の出力信号成分が抽出され、これら２個の出
   力信号成分は前記デジタル制御移相回路によってアダプ
   ティブフィルタを通過され前記積分誤差信号出力と前記
   キャビィティ長制御回路手段とのクロストークを避けて
   いる特許請求の範囲第１項のリングレーザジャイロスコ
   ープ回転検知システム。
8. 【請求項８】　　前記信号分離手段と共に動作し前記リ
   ングレーザジャイロスコープのリング共振器キャビィテ
   ィ内の信号共振を制御するキャビィティ長制御手段を有
   し、キャビィティ長制御手段は、前記デジタル制御移相
   回路からの２個の分離された出力信号成分を多重化する
   手段と、前記分離された出力信号成分の各々の時間平均
   振幅値を検出し、誤差信号をコンピュータに与えるアナ
   ログ／デジタル変換器手段に与える手段とをさらに有し
   、前記コンピュータは前記アナログ／デジタル変換器手
   段からの前記誤差信号をデジタル処理し（サーボループ
   を形成）、デジタル／アナログ変換器手段を介して第１
   のデジタル処理誤差信号出力を（前記圧電変換器を駆動
   するのに充分なレベルで）少なくとも一方の圧電変換器
   に供給し、前記コンピュータはさらに第２のデジタル処
   理誤差信号出力を前記デジタル制御移相回路の各々に直
   接供給し、もってキャビィティ長を調整して前記信号分
   離手段と前記キャビィティ長制御回路手段のクロストク
   を避けながら信号分離と回転の測定を達成する特許請求
   の範囲第７項のリングレーザジャイロスコープ回転検知
   システム。
9. 【請求項９】　　前記信号分離手段の前記少なくとも２
   個の移相回路は、さらに、共通分圧回路網と共に動作し
   前記結合回路の各々の一方の入力に直列接続された２個
   のＲＣ回路網を有し、前記結合回路は差働増幅器であり
   、前記信号分離手段の第１の入力信号は第１のＲＣ回路
   網でπ／４ラジアン位相シフトされ、前記信号分離手段
   の第２の入力信号は第２のＲＣ回路網でπ／４ラジアン
   位相シフトされ、第１と第２の入力信号の各々の半分は
   前記差働増幅器でπ／４ラジアン位相シフトされた信号
   と減算され、その結果第１の入力信号の半分を有した第
   １の入力信号がπ／２ラジアン位相シフトされ第２の入
   力信号の半分を有した第２の入力信号がπ／２ラジアン
   位相シフトされ、第１と第２の入力信号は各々のファラ
   ディ成分に分離されてジャイロスコープの回転と回転方
   向を決定できる特許請求の範囲第５項のリングレーザジ
   ャイロスコープ回転検知システム。
10. 【請求項１０】　　前記信号分離手段の前記少なくとも
    ２個の移相回路は、さらに、前記光検出器の両方と共に
    各々が動作し互いにクロス結合されて前記各結合回路の
    一方の入力に直列接続された２個のＲＣ回路網を有し、
    前記結合回路はバッファ増幅器であり、前記信号分離手
    段の第１の入力は第１および第２の前記ＲＣ回路網によ
    ってπ／４ラジアン位相を進められ、前記信号分離手段
    の第２の入力信号は前記第１と第２のＲＣ回路網によっ
    てπ／４ラジアン位相が遅らせられ、第１と第２のバッ
    ファ増幅器入力信号に各々π／２ラジアンの位相シフト
    が導入され、第１と第２のバッファ入力信号は各々のフ
    ァラディ成分に分離されてジャイロスコープの回転と回
    転方向を決定できる特許請求の範囲第５項のリングレー
    ザジャイロスコープ回転検知システム。
11. 【請求項１１】　　前記ＲＣ回路網と共に動作する可変
    コンデンサを備え、（このコンデンサとこれに関連した
    抵抗素子によって形成された）前記ＲＣ回路網は反復的
    に同調させられて前記入力信号の１８０％周波数差まで
    の広範囲に亘って所望の不要信号除去を行う特許請求の
    範囲第１０項のリングレーザジャイロスコープ回転検知
    システム。
12. 【請求項１２】　　前記２個のＲＣ回路網は前記共通分
    圧回路網とクロス結合コンデンサの両者と共に動作し、
    前記クロス結合コンデンサと共通分圧回路網は広範囲の
    信号クロストークに亘って不要信号の除去を達成するこ
    とによって最大クロストークの除去に有用である特許請
    求の範囲第９項のリングレーザジャイロスコープ回転検
    知システム。
13. 【請求項１３】　　前記光電変換器手段の２個の光検出
    器はヘテロダインキャリア光出力信号を検出する前記出
    力プリズムの同一側に並列配置されている特許請求の範
    囲第５項のリングレーザジャイロスコープ回転検知シス
    テム。
14. 【請求項１４】　　前記光電変換器手段の２個の光検出
    器はヘテロダインキャリア光出力信号を検出する前記出
    力プリズムの両側に配置されている特許請求の範囲第５
    項のリングレーザジャイロスコープ回転検知システム。
15. 【請求項１５】　　前記光電変換器手段の２個の光検出
    器は前記出力プリズムの両側に配置され、各光検出器は
    一組の電流／電圧変換器の一方と共に動作し、各電流／
    電圧変換器はヘテロダインキャリア光出力信号を検出す
    るために各検出器に近接して配置されている特許請求の
    範囲第５項のリングレーザジャイロスコープ回転検知シ
    ステム。
16. 【請求項１６】　　リングレーザジャイロスコープのリ
    ング共振器キャビィティの出力ミラーに固定された出力
    プリズムを用いて、時計方向と反時計方向の成分を各々
    有した信号対に分けられ両側波帯抑圧キャリア出力信号
    の形で多周波数光信号をヘテロダインするステップと一
    対の光電変換器を用いて前記光信号を電気信号に変換す
    るステップと、そして信号分離回路によって処理するこ
    とによって、前記光信号を分離して前記両側波帯抑圧キ
    ャリア出力信号に対応しファラディバイアス差ビート信
    号の関数である電気出力信号をつくるステップとより成
    り、ファラディバイアス差ビート信号を電気的にその成
    分に分離して回転速度と方向を測定するリングレーザジ
    ャイロスコープ回転検知システムの出力光学系検出方法
    。
17. 【請求項１７】　　前記信号分離回路によって前記両側
    波帯抑圧キャリア出力信号を分離して抽出したキャビィ
    ティ長駆動信号を、リングレーザジャイロスコープの複
    数のミラーに配置した圧電素子にフィードバックするス
    テップを含むリングレーザジャイロスコープのキャビィ
    ティ長を制御するステップを有する特許請求の範囲第１
    ６項のリングレーザジャイロスコープ回転検知システム
    の出力光学系検出方法。
18. 【請求項１８】　　少なくとも２個のデジタル制御移相
    回路と、互いに所定位相シフトされた第１と第２のヘテ
    ロダイン周波数信号を前記少なくとも２個のデジタル制
    御移相回路に与える少なくとも２個の入力ノードと、そ
    して前記デジタル制御移相回路と共に動作し少なくとも
    １個の変換器を起動する信号を制御する変換器制御回路
    手段とより成り、前記少なくとも２個のデジタル制御移
    相回路の一方は前記ヘテロダイン周波数信号の前記少な
    くとも２個の入力の一方と共に動作し、各デジタル制御
    移相回路は第１と第２の両側波帯抑圧キャリア出力信号
    を選択的に調整し、前記デジタル制御移相回路は、前記
    信号分離手段と共に動作して前記変換器制御回路手段か
    らの積分誤差信号に従って、前記第１と第２の両側波帯
    抑圧キャリア出力信号を選択的に調整し、もって２個の
    出力信号成分を抽出して前記デジタル移相回路によって
    アダプタティブフィルタを通過させて前記積分誤差信号
    出力と前記変換器制御回路手段とのクロストークを避け
    るヘテロダイン周波数をその成分に分離する信号分離回
    路。
19. 【請求項１９】　　前記デジタル移相回路からの２個の
    分離した出力信号成分を多重化する手段と、前記分離し
    た出力信号成分の各々の時間平均振幅値を検出し、誤差
    信号を与えるアナログ／デジタル変換器手段に与える手
    段とを有し、前記コンピュータは（サーボループを形成
    して）前記アナログ／デジタル変換器手段からの前記誤
    差信号をデジタル処理し、第１のデジタル処理出力誤差
    信号を（電気変換器を駆動するのに充分なレベルで）少
    なくとも１個の前記電気変換器に供給し、前記コンピュ
    ータはさらに第２のデジタル処理出力誤差信号を各デジ
    タル制御移相回路に直接供給し、もって前記電気変換器
    が起動されて前記信号分離手段と前記変換器制御回路手
    段とのクロストークを避けながら信号分離を達成する特
    許請求の範囲第１８項の変調ヘテロダイン周波数信号を
    その構成成分に分離する信号分離回路。