JPH04292022A - 非線形歪補償器をもつディジタル無線装置 - Google Patents
非線形歪補償器をもつディジタル無線装置Info
- Publication number
- JPH04292022A JPH04292022A JP8147191A JP8147191A JPH04292022A JP H04292022 A JPH04292022 A JP H04292022A JP 8147191 A JP8147191 A JP 8147191A JP 8147191 A JP8147191 A JP 8147191A JP H04292022 A JPH04292022 A JP H04292022A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、送信側の高出力増幅器
で発生する非線形歪を補償する非線形歪補償器をそなえ
たディジタル無線装置に関する。ディジタル無線装置に
おいては、多値ＱＡＭ変調化するほど高出力増幅器ＨＰ
Ａの非線形歪に対してぜい弱となるので、増幅器の振幅
特性上で、使用する線形性の良好な中央部の領域を小さ
く取り、飽和レベルとの間に大きなバックオフ量を取る
必要が生じる。そのため相対的に飽和出力の大きい高出
力増幅器を用いなければならなくなり、装置価格および
消費電力が増加することになる。本発明は、飽和出力の
大きい高出力増幅器を使用する必要なしに、非線形歪の
改善を図るものである。
で発生する非線形歪を補償する非線形歪補償器をそなえ
たディジタル無線装置に関する。ディジタル無線装置に
おいては、多値ＱＡＭ変調化するほど高出力増幅器ＨＰ
Ａの非線形歪に対してぜい弱となるので、増幅器の振幅
特性上で、使用する線形性の良好な中央部の領域を小さ
く取り、飽和レベルとの間に大きなバックオフ量を取る
必要が生じる。そのため相対的に飽和出力の大きい高出
力増幅器を用いなければならなくなり、装置価格および
消費電力が増加することになる。本発明は、飽和出力の
大きい高出力増幅器を使用する必要なしに、非線形歪の
改善を図るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、高出力増幅器の非線形歪を改善す
るために、非線形歪補償器や、負帰還技術などが用いら
れている。これらの手段は総称して非線形歪補償器（リ
ニアライザ）と呼ばれる。図６は、非線形歪補償器の中
でも代表的なプリディストータ方式の例を示したもので
ある。
るために、非線形歪補償器や、負帰還技術などが用いら
れている。これらの手段は総称して非線形歪補償器（リ
ニアライザ）と呼ばれる。図６は、非線形歪補償器の中
でも代表的なプリディストータ方式の例を示したもので
ある。
【０００３】図６の（ａ）において、２０はプリディス
トータと呼ばれる歪発生器、２１は高出力増幅器（ＨＰ
Ａ）である。図６の（ｂ）は歪発生器２０と高出力増幅
器２１のそれぞれの非線形特性を示したものである。図
示のように、歪発生器２０の非線形特性は高出力増幅器
２１の非線形特性の逆特性に設定されており、それによ
り送信信号に予め歪みを与えて高出力増幅器２１に入力
し、高出力増幅器で逆の歪が与えられることによって両
者の歪を打ち消し、歪のない高電力の送信信号が得られ
るようにするものである。
トータと呼ばれる歪発生器、２１は高出力増幅器（ＨＰ
Ａ）である。図６の（ｂ）は歪発生器２０と高出力増幅
器２１のそれぞれの非線形特性を示したものである。図
示のように、歪発生器２０の非線形特性は高出力増幅器
２１の非線形特性の逆特性に設定されており、それによ
り送信信号に予め歪みを与えて高出力増幅器２１に入力
し、高出力増幅器で逆の歪が与えられることによって両
者の歪を打ち消し、歪のない高電力の送信信号が得られ
るようにするものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の非線形歪補償器
の歪改善量はあまり大きく期待できないものであり、ま
たプリディストータ方式の場合、高出力増幅器の逆特性
が得られる領域で歪補償が行われるため、高出力増幅器
の個別の非線形特性に合わせて歪発生器の逆特性を設定
しなければならず、非線形特性の温度依存性や電圧依存
性を考慮しての調整作業には手間がかかり、十分な特性
が得にくいという問題があった。本発明は、歪補償の範
囲が広く、調整作業も不要な非線形歪補償器を実現する
ことを目的としている。
の歪改善量はあまり大きく期待できないものであり、ま
たプリディストータ方式の場合、高出力増幅器の逆特性
が得られる領域で歪補償が行われるため、高出力増幅器
の個別の非線形特性に合わせて歪発生器の逆特性を設定
しなければならず、非線形特性の温度依存性や電圧依存
性を考慮しての調整作業には手間がかかり、十分な特性
が得にくいという問題があった。本発明は、歪補償の範
囲が広く、調整作業も不要な非線形歪補償器を実現する
ことを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、通信システム
において伝送路特性の等化に広く用いられている最適フ
ィルタの１つであるアナログ形トランスバーサル等化器
の中のアナログ乗算器に着目し、各乗算器の振幅特性に
非線形性をもたせることによって、非線形歪補償器を実
現し、高出力増幅器の非線形特性に基づいて生じた入力
信号の歪を補償しようとするものである。図１は本発明
の原理的構成を例示的方法で示したもので、本発明によ
る非線形歪補償器は、受信側の復調系に設けられている
。
において伝送路特性の等化に広く用いられている最適フ
ィルタの１つであるアナログ形トランスバーサル等化器
の中のアナログ乗算器に着目し、各乗算器の振幅特性に
非線形性をもたせることによって、非線形歪補償器を実
現し、高出力増幅器の非線形特性に基づいて生じた入力
信号の歪を補償しようとするものである。図１は本発明
の原理的構成を例示的方法で示したもので、本発明によ
る非線形歪補償器は、受信側の復調系に設けられている
。
【０００６】図１において、
１は、アンテナである。
２は、受信部であり、受信信号の増幅と周波数のＲＦ−
ＩＦ変換などを行う。 ３は、復調器であり、受信信号の変調方式、たとえば２
相位相変調（ＢＰＳＫ）や４相位相変調（ＱＰＳＫ）な
どの方式に応じた復調を行い、ベースバンド信号を出力
する。
ＩＦ変換などを行う。 ３は、復調器であり、受信信号の変調方式、たとえば２
相位相変調（ＢＰＳＫ）や４相位相変調（ＱＰＳＫ）な
どの方式に応じた復調を行い、ベースバンド信号を出力
する。
【０００７】４は、本発明によるアナログ形トランスバ
ーサル等化器を用いた非線形歪補償器である。 ５は、モデムのクロック周期Ｔの間隔をもつ遅延線であ
る。 ６は、非線形特性をもつ乗算器である。少なくとも１つ
の乗算器の動作点は動作領域が非線形領域にかかるよう
に設定される。 ７は、加算器である。 ９は、Ａ／Ｄ変換器である。 １０は、制御回路であり、入力信号から識別したデータ
の極性信号と誤差信号との相関をとり、結果の信号を積
分して、少なくとも１つの乗算器の係数を変化させるフ
ィードバックを行う。
ーサル等化器を用いた非線形歪補償器である。 ５は、モデムのクロック周期Ｔの間隔をもつ遅延線であ
る。 ６は、非線形特性をもつ乗算器である。少なくとも１つ
の乗算器の動作点は動作領域が非線形領域にかかるよう
に設定される。 ７は、加算器である。 ９は、Ａ／Ｄ変換器である。 １０は、制御回路であり、入力信号から識別したデータ
の極性信号と誤差信号との相関をとり、結果の信号を積
分して、少なくとも１つの乗算器の係数を変化させるフ
ィードバックを行う。
【０００８】
【作用】本発明の、アナログ形トランスバーサル等化器
を用いた非線形歪補償器では、歪発生要素として等化器
内の乗算器が利用される。非線形特性は、異なる遅延時
間で遅延された信号を入力とする複数の乗算器の出力を
合成したもので実現されるので、単一の歪発生要素を用
いる場合にくらべて、より複雑な非線形特性を実現でき
る。また自動等化機能によって動的に等化状態を変更で
きるため、高出力増幅器（ＨＰＡ）の特性のバラツキや
、温度や電圧などの変化にともなう非線形特性の変動に
も迅速に追従できる。
を用いた非線形歪補償器では、歪発生要素として等化器
内の乗算器が利用される。非線形特性は、異なる遅延時
間で遅延された信号を入力とする複数の乗算器の出力を
合成したもので実現されるので、単一の歪発生要素を用
いる場合にくらべて、より複雑な非線形特性を実現でき
る。また自動等化機能によって動的に等化状態を変更で
きるため、高出力増幅器（ＨＰＡ）の特性のバラツキや
、温度や電圧などの変化にともなう非線形特性の変動に
も迅速に追従できる。
【０００９】
【実施例】図２は、直交二次元構成のＴスペース形アナ
ログトランスバーサル等化器を用いた非線形歪補償器の
実施例構成を示す。図２において、Ｉ，Ｑはそれぞれ復
調されたＩチャネルとＱチャネルの直交するベースバン
ド信号である。そして５はＴスペース（間隔）の遅延線
、６，６′は係数演算を行う乗算器、７，７′，８，８
′はそれぞれ加算器、９，９′はＡ／Ｄ変換器、１０，
１０′は制御回路である。
ログトランスバーサル等化器を用いた非線形歪補償器の
実施例構成を示す。図２において、Ｉ，Ｑはそれぞれ復
調されたＩチャネルとＱチャネルの直交するベースバン
ド信号である。そして５はＴスペース（間隔）の遅延線
、６，６′は係数演算を行う乗算器、７，７′，８，８
′はそれぞれ加算器、９，９′はＡ／Ｄ変換器、１０，
１０′は制御回路である。
【００１０】Ｉ，Ｑチャネルの各ベースバンド信号は、
それぞれ遅延線５，５′に入力され、Ｔずつ遅延される
。複数の乗算器６，６′は、それぞれ遅延線Ｔ間隔のタ
ップから分岐された信号に制御回路１０，１０′から設
定された係数を乗算し、加算器７，７′へ出力する。 加算器７，７′はそれぞれ乗算器６，６′から出力され
た信号を加算して全体の代表和を求め、加算器８、８′
へ出力する。加算器８，８′はそれぞれ直交する系の出
力信号同士をさらに加算し、Ａ／Ｄ変換器９，９′はそ
れぞれの加算結果をディジタル信号にＡ／Ｄ変換して制
御回路１０，１０′へ出力する。
それぞれ遅延線５，５′に入力され、Ｔずつ遅延される
。複数の乗算器６，６′は、それぞれ遅延線Ｔ間隔のタ
ップから分岐された信号に制御回路１０，１０′から設
定された係数を乗算し、加算器７，７′へ出力する。 加算器７，７′はそれぞれ乗算器６，６′から出力され
た信号を加算して全体の代表和を求め、加算器８、８′
へ出力する。加算器８，８′はそれぞれ直交する系の出
力信号同士をさらに加算し、Ａ／Ｄ変換器９，９′はそ
れぞれの加算結果をディジタル信号にＡ／Ｄ変換して制
御回路１０，１０′へ出力する。
【００１１】制御回路１０，１０′は、Ａ／Ｄ変換され
たディジタル信号からデータを識別し、所望の波形から
の誤差信号と極性信号を求めて相関をとり、結果を積分
して乗算器６，６′の係数設定にフィードバックする。 このようにして誤差信号が零に収斂する方向に係数を制
御し、等化を行う。本発明により、乗算器６，６′の一
部あるいは全部に適当な非線形特性が与えられているの
で、非線形歪をもつ入力信号に対しては従来の等化器よ
りも良好な等化レベルを実現することができる。
たディジタル信号からデータを識別し、所望の波形から
の誤差信号と極性信号を求めて相関をとり、結果を積分
して乗算器６，６′の係数設定にフィードバックする。 このようにして誤差信号が零に収斂する方向に係数を制
御し、等化を行う。本発明により、乗算器６，６′の一
部あるいは全部に適当な非線形特性が与えられているの
で、非線形歪をもつ入力信号に対しては従来の等化器よ
りも良好な等化レベルを実現することができる。
【００１２】乗算器６，６′に非線形特性を導入する方
法としては、図３（ａ）に示すように乗算器の動作特性
曲線上で動作中心点にバイアスをかけて、動作範囲の一
部が飽和領域にかかるようにするか、乗算器の電源電圧
を低くして、線形領域の幅を狭くする方法、あるいは乗
算器の出力にＳ字状の飽和特性をもつ非線形素子を挿入
して、高レベルの出力を圧縮する方法などが利用できる
。
法としては、図３（ａ）に示すように乗算器の動作特性
曲線上で動作中心点にバイアスをかけて、動作範囲の一
部が飽和領域にかかるようにするか、乗算器の電源電圧
を低くして、線形領域の幅を狭くする方法、あるいは乗
算器の出力にＳ字状の飽和特性をもつ非線形素子を挿入
して、高レベルの出力を圧縮する方法などが利用できる
。
【００１３】図４は、図２のＴスペース形アナログトラ
ンスバーサル等化器の代わりに、遅延線５の遅延スペー
スをモデムのクロック周期Ｔよりも短いＴ′（Ｔ＞Ｔ′
）としたフラクショナル形トランスバーサル等化器を用
いた実施例であり、複雑な歪みをもつ入力信号に対して
等化処理時間を短縮することができる。
ンスバーサル等化器の代わりに、遅延線５の遅延スペー
スをモデムのクロック周期Ｔよりも短いＴ′（Ｔ＞Ｔ′
）としたフラクショナル形トランスバーサル等化器を用
いた実施例であり、複雑な歪みをもつ入力信号に対して
等化処理時間を短縮することができる。
【００１４】以上述べた各実施例は非線形歪補償器を受
信側の復調系に設けたものであるが、送信側の変調系に
設けて送信信号から歪を直接除去することができる。図
５は、その実施例構成を示したものである。図５におい
て、１１はベースバンド信号、１２は本発明による非線
形歪補償器、１３は変調器、１４はキャリアを発生する
発振器、１５は高出力増幅器（ＨＰＡ）、１６はアンテ
ナ、１７はＲＦ−ＩＦ変換を行うダウンコンバータ、１
８は復調器（ＤＥＭ）、１９はＡ／Ｄ変換器である。
信側の復調系に設けたものであるが、送信側の変調系に
設けて送信信号から歪を直接除去することができる。図
５は、その実施例構成を示したものである。図５におい
て、１１はベースバンド信号、１２は本発明による非線
形歪補償器、１３は変調器、１４はキャリアを発生する
発振器、１５は高出力増幅器（ＨＰＡ）、１６はアンテ
ナ、１７はＲＦ−ＩＦ変換を行うダウンコンバータ、１
８は復調器（ＤＥＭ）、１９はＡ／Ｄ変換器である。
【００１５】非線形歪補償器１２は、図６のプリディス
トータ方式と同じ方式に属するが、その非線形特性には
高出力増幅器１５の出力の信号中に歪がなくなるように
帰還がかけられている点で本発明の方がすぐれている。 入力されたベースバンド信号１１は非線形歪補償器１２
で高出力増幅器１５の歪特性の逆特性の歪を与えられ、
変調器１３で位相変調されて、高出力増幅器１５で歪同
士がキャンセルされ、アンテナ１６から出力送信される
。
トータ方式と同じ方式に属するが、その非線形特性には
高出力増幅器１５の出力の信号中に歪がなくなるように
帰還がかけられている点で本発明の方がすぐれている。 入力されたベースバンド信号１１は非線形歪補償器１２
で高出力増幅器１５の歪特性の逆特性の歪を与えられ、
変調器１３で位相変調されて、高出力増幅器１５で歪同
士がキャンセルされ、アンテナ１６から出力送信される
。
【００１６】この出力送信信号の一部は、ダウンコンバ
ータ１７へ分岐され、復調器１８でベースバンド信号が
復調される。復調されたベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変
換器１９でディジタル信号に変換され、非線形歪補償器
１２に入力される。非線形歪補償器１２の制御回路は、
ディジタル信号形式の復調されたベースバンド信号を等
化出力信号とみなして誤差信号、極性信号を求め誤差が
零となる方向に各乗算器の係数を更新していき、出力送
信信号から歪を除去する。
ータ１７へ分岐され、復調器１８でベースバンド信号が
復調される。復調されたベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変
換器１９でディジタル信号に変換され、非線形歪補償器
１２に入力される。非線形歪補償器１２の制御回路は、
ディジタル信号形式の復調されたベースバンド信号を等
化出力信号とみなして誤差信号、極性信号を求め誤差が
零となる方向に各乗算器の係数を更新していき、出力送
信信号から歪を除去する。
【００１７】
【発明の効果】従来の多値ＱＡＭ無線装置では、高出力
増幅器を線形領域で使用するためには高出力増幅器のバ
ックオフを大きく取り、飽和出力を大きくする必要が有
り、低消費電力化および転量化が阻害されていた。また
プリディストータを用いる場合も十分な歪除去を行うこ
とができず、調整負担が大きいという欠点があった。こ
れに対して本発明では、一般に用いられているアナログ
トランスバーサル等化器を利用した非線形歪補償器を用
いることにより高出力増幅器のレベルアップの必要なし
に簡単な構成で高い精度の歪除去を行うことができ、さ
らに低価格化、低消費電力化が可能となる。
増幅器を線形領域で使用するためには高出力増幅器のバ
ックオフを大きく取り、飽和出力を大きくする必要が有
り、低消費電力化および転量化が阻害されていた。また
プリディストータを用いる場合も十分な歪除去を行うこ
とができず、調整負担が大きいという欠点があった。こ
れに対して本発明では、一般に用いられているアナログ
トランスバーサル等化器を利用した非線形歪補償器を用
いることにより高出力増幅器のレベルアップの必要なし
に簡単な構成で高い精度の歪除去を行うことができ、さ
らに低価格化、低消費電力化が可能となる。
【図１】本発明の原理的構成図である。
【図２】Ｔスペース形アナログトランスバーサル等化器
を用いた非線形歪補償器の実施例構成図である。
を用いた非線形歪補償器の実施例構成図である。
【図３】乗算器の非線形特性化の実施例説明図である。
【図４】フラクショナル形アナログトランスバーサル等
化器を用いた非線形歪補償器の実施例構成図である。
化器を用いた非線形歪補償器の実施例構成図である。
【図５】変調系に非線形歪補償器を設けた実施例構成図
である。
である。
【図６】プリディストータ方式の従来例の説明図である
。
。
１ アンテナ
２ 受信部
３ 復調器
４ 非線形歪補償器
５ 遅延線
６ 乗算器
７ 加算器
９ Ａ／Ｄ変換器
１０ 制御回路
Claims (4)
- 【請求項１】 ディジタル無線装置において、少なく
ともモデムのクロック周波数に相当したタイミング関係
で動作するＴスペースのアナログ形トランスバーサル等
化器を設けて、少なくともそのうちの１個以上のアナロ
グ乗算器の動作点を非線形歪成分が発生するような点に
設定し、さらに入力信号から識別したデータの極性信号
と誤差信号との相関データを用いて各乗算器の係数を変
化させ、入力信号の歪成分を最適に等化する制御回路を
そなえて、入力信号の非線形歪に対する補償を行う非線
形歪補償器をもつディジタル無線装置。 - 【請求項２】 ディジタル無線装置において、少なく
ともモデムのクロック周波数に相当したタイミングに対
して、短い時間間隔で配列された遅延線を用いたフラク
ショナル形のアナログトランスバーサル等化器を設けて
、少なくともそのうちの１個以上のアナログ乗算器に非
線形歪特性をもたせ、受信した信号から識別したデータ
の極性信号と誤差信号との相関データを用いて各乗算器
の係数を変化させ、受信した信号の歪成分を最適に等化
する制御回路をそなえて、非線形歪に対する補償を行う
非線形歪補償器をもつディジタル無線装置。 - 【請求項３】 請求項１および請求項２に記載の非線
形歪補償器を復調系に用いて受信信号の非線形歪を補償
することを特徴とするディジタル無線装置。 - 【請求項４】 請求項１および請求項２に記載の非線
形歪補償器を変調系に用いて送信信号の非線形歪を補償
することを特徴とするディジタル無線装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8147191A JPH04292022A (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | 非線形歪補償器をもつディジタル無線装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8147191A JPH04292022A (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | 非線形歪補償器をもつディジタル無線装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04292022A true JPH04292022A (ja) | 1992-10-16 |
Family
ID=13747318
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8147191A Withdrawn JPH04292022A (ja) | 1991-03-20 | 1991-03-20 | 非線形歪補償器をもつディジタル無線装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04292022A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005535249A (ja) * | 2002-08-02 | 2005-11-17 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 非線形補償器が後続する差動デコーダ |
-
1991
- 1991-03-20 JP JP8147191A patent/JPH04292022A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005535249A (ja) * | 2002-08-02 | 2005-11-17 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 非線形補償器が後続する差動デコーダ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19980514 |