JPH0429263B2 - - Google Patents

Description

請求の範囲 １ データ伝送回線における歪効果を補償するた
めの等化器を含む通信システムで使用する装置で
あつて、データ源から、トレーニング系列信号お
よびメツセージ信号に先だち送信されるタイミン
グアキジシヨン信号を利用することにより受信デ
ータ信号を正しいサンプリング点でサンプルする
ためのタイミング捕捉装置であつて、 受信したタイミングアキジシヨン信号を所定の
サンプリング周波数でサンプルし、該タイミング
アキジシヨン信号のサンプル信号を形成するため
の手段と、 該タイミングアキジシヨン信号の該サンプル信
号からシンボル周波数（１／Ｔ）の速度でタイミ
ングアキジシヨン信号の等化器出力を形成するた
めの等化器手段であつて、ここで該タイミングア
キジシヨン信号のスペクトル成分はデータ源から
該等化器までの伝送系の伝達関数の非ロールオフ
領域内の周波数にのみ存在するものであり、その
結果該タイミングアキジシヨン信号のサンプル信
号が該正しいサンプリング点で形成されるときに
該タイミングアキジシヨン信号の該等化器手段の
出力の各振幅が相互に予め定められた関係をもつ
ようになつている等化器手段と、 該タイミングアキジシヨン信号の該サンプル信
号が形成されつつある現時点のサンプリング点と
正しいサンプリング点との間のタイミング差τ
を、(a)タイミングアキジシヨン信号の少なくとも
２つの等化器手段の出力振幅と(b)該予め定められ
た振幅関係、にもとづいて決定するための手段
と、 該決定されたタイミング差τの値に応じてサン
プリグ点を調整するための手段とを含むことを特
徴とするタイミング捕捉装置。

２ 請求の範囲第１項に記載の装置において、 該等化器は該データ源に関連した所定のフイル
タ特性を有していることを特徴とするタイミング
捕捉装置。

３ 請求の範囲第１項に記載の装置において、該
非ロールオフ領域内の該周波数はＧ（Ω）を該伝
達関数の等化ベースバンドの特性として、Ｇ
（KΩ）＝Ｇ（−KΩ）でＧ（kΩ−2π／Ｔ）＝０であ
るような少なくとも一つの周波数対±kΩ、ｋ＝
０、１、２、…、からなることを特徴とするタイ
ミング捕捉装置。

４ 請求の範囲第３項に記載の装置において、 該タイミング差τを決定するための手段は該等
化器手段の出力の内の選択された二つのものの三
角関数としてタイミング差τの大きさを決定する
手段を含むことを特徴とするタイミング捕捉装
置。

５ 請求の範囲第４項に記載の装置において、 該タイミングアキジシヨン信号は、信号レベル
の列であつて、その同じ振幅をもつた連続した対
の正負の符号が交互に反転するような信号レベル
の列を表わし、該三角関数は、γおよびβを該選
択された二つの等化器手段の出力の内のそれぞれ
小さい方および大きい方であるとして ｜τ｜＝2T／π［（π／４）−tan^-1（γ／β）］ であることを特徴とするタイミング捕捉装置。

６ 請求の範囲第５項に記載の装置において、 τの符号であるsgn［τ］はV_L,_nを該選択され
た二つの等化器手段の出力の内の時間的に最初の
ものであり、V_L._n+1を第２のものであるとして、 sgn［V_L,n］×sgn［V_L,n+1］× sgn［｜V_L,n+1｜−｜V_L,n｜］ で与えられることを特徴とするタイミング捕捉装
置。

７ 請求の範囲第６項に記載の装置において、 該等価器手段が順序づけらられた複数個の係数
の内の各連続したものを該複数個の該入力サンプ
ル内の夫々のものと乗算して、結果として得れた
積の和を形成する手段からなることを特徴とする
タイミング捕捉装置。

発明の背景 本明は伝送されるデータ信号に対する帯域制限
されたチヤネルの歪みの効果を補償する自動等化
器に関する。

自動等化器は未知の伝送特性を有する帯域制限
されたチヤネルを伝送される高速データ信号の正
確な受信に必要な装置である。データセツトすな
わちモデムの受信部に設けられた等化器は一般に
トランスバーサル・フイルタの形態を取る。ここ
で、“ラインサプル”と呼ばれる入来データ信号
のサンプルが所定のサンプリング周波数で形成さ
れる。これらはフイルタに与えられ、ここでそれ
らはそれぞれのタツプ係数で乗ぜられる。この結
果得られた積は相互に加算され、もし必要なら復
調されて、ここで、“ベースバンド等化器出力”
あるいは単に等化器出力と呼ばれるものを発生す
る。この後で等化器出力は量子化されて送信され
たデータが回復される。さらに等化器出力と送信
されたデータシンボルを表わす基準信号の間の差
に等しい誤差信号が形成される。いわゆる適応形
の自動等化器においては、特に基準信号はどのデ
ータシンボルが送信されたかについての（等化さ
れた信号値にもとづく）受信器における判定結果
から誘導される。誤差信号はチヤネルによつて生
じた歪みの測度−主としてンシボル間干渉である
と仮定される−を最小化するようにタツプ係数値
を更新するのに使用される。

等化器の重要な動作パラメータとしては、その
ラインサンプルが形成される周波数の他に受信信
号に関するその発生時点がある。このパラメータ
はタイミングエポツク（サンプルのとられる時点
を意味する）と呼ばれるが、本発明の主な問題点
である。特にラインサンプルが異る時点の集合す
なわち異るタイミングエポツクでとられたときに
は、タツプ係数値は異なる集合を生ずることにな
る。従つて、正確なデータ回復を保証するには、
タイミグエポツクと係数値の適切な組合せを実現
することが必要である。

定常状態の動作では、適応等化器は代表的には
少くともある範囲のタイミングエポツクに対して
満足に動作することができる。しかし受信信号の
サンプリング点の特定の集合に対応する最適タイ
ミングエポツクが存在する。最適タイミングエポ
ツクとはチヤネルが最も早く“学習”（適応等化
器の係数が最も早く適正値に収束）できるような
タイミンングエポツクである。代表的な等化器の
始動動作は、以後“長い”始動と呼ぶが、以後
“メツセージ”データと呼ぶ実際の情報が伝送さ
れる前に、それから最適のタイミングエポツク
（あるいはその良い近似）を得るためのタイミン
グ・アキジシヨン・トーンが送られる。このタイ
ミング・アキジシヨン・トーンの後には所定の等
化器の“トレーニグ系列”が続き、これに応動し
て係数が収束する。すなわち係数は選択されたタ
イミングエポツクについてチヤネルのシンボル間
干渉を訂正するような値の集合をとる。

この長い始動の方法は送信されるメツセージが
始動期間と比べて長いような応用で使用するのに
適している。しかし、マルチポイントのネツトワ
ークの応用のような多くの応用でこの条件は成立
しない。マルチポイントネツトワークでは詳しく
述べれば、マスターすなわち制御モデムがそれぞ
れの専用伝送チヤネルを持つ複数個のスレーブす
なわち従属モデムに接続されている。各々の従属
モデムはマスターモデムからだけの特定のチヤネ
ルを通したデータを受信する。従つて従属モデム
はそれに対して伝送される連続したメツセージを
回復するために同一のタツプ係数を連続して使用
することができる。実際、各従属モデムはその係
数値とタイミングエポツクを連続的微調整するこ
とができる。これはマスターモデムから発生した
すべての送信信号を、マスターモデムからのチヤ
ネルを通して各従属モデムは（必ずしもそれに応
答する必要はなくとも）受信するからである。

しかしマスターモデムが特定の従属モデムから
のデータを回復するためには、そのタツプ係数と
タイミングエポツクはその従属モデムに関連した
適切な値に設定されなければならない。もしマル
チポイント・ネツトワークの応用に従来の始動法
を使うとすれば、マスターモデムは代表的には非
常に短い時間の間だけ特定の従属モデムからの通
信を受信し、すぐに他に注意を向けるから貴重な
伝送時間を大幅に失うことになる。実際に、通常
の始動手法ではこのようなシステムのスループツ
ト、すなわち単位時間当りに伝送できるメツセー
ジ・データの量に上限を課する。これは一般にシ
ステムが動作するデータ速度が高ければ高いほど
所要の始動時間が長くなるためである。この問題
を改善するために、各チヤネルに関連したすでに
学習した、すなわち収束したタツプ係数をマスタ
ーモデムに記憶することが提案されている。与え
られたチヤネルを通してデータを受信するときに
は、関連した係数値をメモリーから読み出して等
化器“ジヤムセツト”し、モデムが各々伝送につ
いて“学習”する必要をなくするのである。

ここで“ジヤムセツト”とは、特定の回線を等
化にするため以前に等化器が使用した係数を再び
同一回線に等化器が接続された時点で等化器に戻
すことをいう。

しかしそのジヤムセツト係数に対する適切なタ
イミングエポツクの決定には問題が残つている。
理論的には従属モデムからの初期メツセージの開
始前に標準的なタイミングエポツクを設定するこ
とはできる。このタイミングエポツクを使つてタ
ツプ係数の集合が得られたときには、同一の従属
モデムからの次の伝送で同じ係数を使用するのに
実行しなければならないことは、同一のタイミン
グエポツクを再び得ることである。

このような方法における問題は送信器のクロツ
クと受信器のクロツクが時間と共にドリフトする
傾向があることである。このため何らかの形態の
連続的に動作するタイミンング回復回路が必要と
なり、その機能は、受信された信号が、実際正し
いタイミングエポツクでサンプルされていること
を保障するために、受信器のタイミング回路を進
めたり、遅らせたりすることである。もし理想的
なタイミング回復手法が利用できるなら、少くと
も理論的には何らかのアプローチが係数ジヤムセ
ツトを使用するシステムで示され得る。しかし実
際的な問題として、我々が知つているタイミング
回復手法は少くともランダムデータについて動作
しているときには、それ自体でかなりジツタの影
響を受ける。すなわち、公称の正しい値のまわり
のある範囲内でこれはタイミングエポツクを保つ
ことができる。これはタイミグのドリフト速度が
設定限界内に入つている限り、正しいデータ回復
に関しては問題ではなく、タツプ係数更新アルゴ
リズムで係数値をこれを補償するように変化でき
る。これと同様に、先に決定されている係数値の
集合が伝送の開始時に等化器にジヤムセツトされ
たときには、これらの係数は一般的には、任意の
以前の伝送においてタイミングエポツクが知られ
ていた任意の時点でそれが持つていたのとは異る
値を持つことになる。従つて、これは異る未知の
タイミングエポツクを必要とする。この問題に関
するひとつの問題は所定のタイミングエポツクか
ら出発して、メツセージデータの伝送の前に任意
のタイミングエポツク誤差を補償するために（例
えば、トレーニング系列に応動して）ジヤムセツ
トの係数値を循環させることを許すことである。
しかしこれはあまりにも時間がかかりすぎる。こ
の代りにサンプリング位相のドリフトの問題は非
常正確なあるいはスレーブクロツクを使用して受
信信号からタイミング情報を回復する必要をなく
すことによつても防止できる。しかしこの方法は
高価であり、複雑で、多分動作できない。

発明要約 自動等化器のタツプ係数値の先に決定された集
合で使用するタイミングエポツクを決定する急速
で安価な方法を提供する上述した問題は問題のチ
ヤネルを通して周期的なタイミングアキジシヨン
信号を送信することによつて、このタイミグ・ア
キジシヨン手段に従つて実現される。このタイミ
ング・アキジシヨン信号は、送信器おける濾波の
後では、非ロールオフ領域と呼ばれる等化された
ベースバンド伝達関数の部分だけスペクトル（周
波数）成分を持つている。受信されたタイミン
グ・アキジシヨン信号は任意のタイミングエポツ
クでサンプルされ、ベースバンドのとき以外は、
そのチヤネルについて先に決定されたタツプ係数
値の集合を用いて等化される。この結果生じた等
化された出力は、以後タイミング・アキジシヨン
等化器出力と呼ぶが、周期的波形の連続したサン
プルを表わすことになる。タイミング・アキジシ
ヨン信号が実際に上述したスペクトル構成を持つ
ていれば、また持つているときだけ、ａ周期的波
形に対する上述したサンプルの位置と、ｂタイミ
ングエポツクが正しい（この位置は先験的にわか
つているものとする）ときの周期的波形に対する
サンプル位置の差は、タイミング誤差、すなわち
ラインサンプルがそのとき形成されている任意の
タイミングエポツクと正しいタイミグエポツク差
に等しくなるという我々の認識が本発明の中心な
のである。タイミング誤差はタイミグ・アキジシ
ヨン等化器出力から、容易に決定でき、ここに示
した例ではその二つの三角関係から決定できる。
一度タイミング誤差が決定されると、タイミング
エポツクはただちに正しい値に調整される。

本発明はここでは直交振幅変調（QAM）シス
テムに関連して説明する。タイミング・アキジシ
ヨン信号はこの例ではいわゆるダブルドツテイン
グパターンを（例えば＋１、＋１、−１、−１、＋
１、＋１、−１、−１、……）を同相および直交位
相の搬送波の両方に対して変調することによつて
発生される。受信されたタイミグ・アキジシヨン
信号は等化され、復調されるが、復調はまず正し
い復調搬送波位相を決定することなく行なわれ
る。復調器の出力は第１および第２の同相および
直角のタイミング・アキジシヨン等化器出力から
成る。一方のシーケスのタイミング・アキジシヨ
ン等化器出力は（復調器の搬送波位相がたまたま
正しかつたとき以外は）他方より大きな値を持
つ。理論的には上述したタイミング・アキジシヨ
ンを実行するために、いずれのシーケンスを使つ
てもよい。しかし、この実施例においては、大き
い方のタイミング・アキジシヨン等化器出力のシ
ーケンスが使用される。これはタイミング誤差の
正確な決定を保障する。この後で正しい復調搬送
波位相が決定され、一方新しい（正しい）タイミ
ングエポツクでラインサンプルが形成される。こ
の方法では搬送波位相の回復のためにメツセージ
データの伝送の前に、これとは別のタイミング期
間をとる必要がないため、有利である。メツセー
ジデータを送信する前に必要となる全体の時間は
このようにして最小化される。

【図面の簡単な説明】

第１図はマスターモデムと複数個の従属モデム
を含む通信システムの図：第２図は本発明のタイ
ミング・アキジシヨン手法を実行するタイミン
グ・アキジシヨン回路を受信器が含むような第１
図のマスターモデムの受信部のブロツク図；第３
図は第２図の受信器の動作を説明する信号波形
図；第４図は典型的な等化されたベースバンド伝
達関数；第５図は本発明の原理を説明する信号波
形図；第６図は第２図受信器で使用されるタイミ
ングアキジシヨン回路のブロツク図；第７図は第
２図の受信器で使用される等化ユニツトのブロツ
ク図；第８図は第１図の通信システムの従属モデ
ムからマスターモデムに対してデータの伝送を行
うための全体の始動シーケスンスを示すタイミグ
図である。

詳細な説明 本発明が特に有用なシステムを第１図に示す。
このシステムにおいては、計算機１４はマルチポ
イント・ネツトワーク１２を経由して複数個のデ
ータ端末１０ａ，１０ｂ……１０ｎと時分割方式
で通信する。詳しく言えば、計算機１４は共通経
路１６と分枝経路１３ａ，１３ｂ……１３ｎのそ
れぞれを含むチヤネルを経由して端末１０ａ，１
０ｂ……１０ｎの特定のものに接続される。これ
ら経路１３ａ，１３ｂ……１３ｎ及び１６はこの
例では専用の音声電話回線である。端末１０ａ，
１０ｂ……１０ｎは従属モデム１１ａ，１１ｂ…
…１１ｎを経由してネツトワーク１２に接続され
る。計算機１４もマスターモデム２０を経由して
ネツトワーク１２に接続される。モデム１１ａ，
１１ｂ……１１ｎおよび２０はいくつかの機能を
実行する。そのひとつは歪み−特にシンボル間干
渉−と他のチヤネルの不揃いを修正する。他機能
としては送信されるべきデータをチヤネル通過帯
域に変調し、またそれを復調することをあげられ
る。

後の機能に関しては第１図のシステムは直交振
幅調QAM方式を使用している。（しかし本発明
は他の変調方式あるいはベースバンド方式を使つ
た伝送方式にも適用できる。）このQAM方式で
はＴ＝1/2400秒の各シンボル時間の間に４ビツト
並列情報ビツトを通信することができる。このシ
ンボル周波数はしたがつて2400ボーとなり、この
結果9600ビツト／秒の２進データ伝送速度が実現
される。各シンボル時間で、送信されるべき４ビ
ツトは二つの信号レベルに符号化され、各信号レ
ベルは４レベルの値〔＋１、−１、＋３、−３〕の
内のひとつをとることができる。ｍ番目のシンボ
ル時間の間に送信される二つの信号レベルはそれ
ぞれa_n、a^なる実数部と虚数部を持つ複素量であ
るデータシンボルAmを形成する。成分a_n、a^_nは
次にそれぞれ1800Hzの同相および直角の搬送波を
振幅変調する。二つの変調された信号を互いに加
算すればQAM信号が形成され、これが次に送信
される。

次に第２図に注目すれば、これはモデム２０の
受信部ブロツク図を示している。特定の従属モデ
ムによつて送信されたQAM通過帯域信号は共通
経路１６を通してモデム２０によつて受信され
る。受信された信号ｒ（ｔ）は帯域フイルタとヒ
ルベルト変換回路から成るアナログ入力回路２１
に与えられる。回路２１の出力は受信された通過
帯域信号から誘導されたヒルベルト変換対ｒ（ｔ）
とr^（ｔ）である。これはＡ／Ｄ変換器２３に与え
られる。

マスタークロツク２８はリード３６にＴ秒ごと
に128個のマスタークロツクパルスを与える。

これらは受信タイミング発生器２７によつて受
信される。これはリード３６上のパルスを計数
し、マスターモデムの中の種々の信号処理機能シ
ーケンスを制御するために多数の出力リード上に
タイミング信号を発生する。これらのリードの内
の第２図に示されているものはリード３８であ
る。これはＡ／Ｄ変換器２３に対してＴ／２秒ご
とにパルスを与える。従つて変換器２３は２／Ｔ
＝4800回／秒、すなわち、シンボル周波数の２倍
で動作して、第ｍ受信シンボル時間の間に二つの
通過帯域のラインサンプルRmおよびR′mを発生
する。（RmとR′_nを発生する他の方法は、その最
高の周波数成分の２倍より大きい周波数で受信信
号をサンプリグしてデイジタル化し、次に得られ
た信号をデイジタルフエーズスプリツタに与える
ことである。）記法的にはサンプルR_nの実部と虚
部はrm、r^_nで表わされ、R′_n実部と虚部はr′_n、
r^′_nで表わされる。

Ｔ／２秒はなれたラインサンプルR_nとR′_nは二
つの同期式等化ユニツト５５および５６を使つて
等化される。これらのユニツトの各々はＴ秒の間
隔を持つた複素サンプルの流れを濾波するのに適
している。スイツチ４６はまたリード３８上のパ
ルスに応動して、成分r_nおよr^_nを等化ユニツト５
５に与え、成分r′_nおよびr^′_nを等化ユニツト５６
に与える。各々がＴ秒はなれたサンプルを持つ別
個のデータ流れが、こうして各等化ユニツトに与
えられるのである。遅延ユニツト５３はスイツチ
４６と等化ユニツト５５の間に挿入されており、
従つてr′_nおよびr^_n化ユニツト５６に与えられる
のと同時にr_nとr^_nが等化ユニツト５５に与えられ
ることになる。これによつて等化ユニツト５５お
よび５６はタイミング発生器２７からの同一のク
ロツクおよびタイミング・リード（図示せず）に
よつて制御できるようになる。

等化ユニツト５５および５６のｍ番目の受信シ
ンボル期間における出力信号は次式で与られる複
素信号Q_nおよびQ′_nである。

Q_n＝_2M 〓ⁱ⁼¹ Ci（ｍ）R_n-i Q′_n＝_2M 〓ⁱ⁼¹ OC′i（ｍ）R′_n-1 これらの式において、C_i（ｍ）とC′_i（ｍ）ｉ＝
（１，２，……2M）はそれぞれ等化ユニツト５５
および５６に記憶される複素タツプ係数のそれぞ
れの集合を表わす。Ｍは整数で、ここでは16に等
しい。各々の係数は第ｍ番目の受信時間に関連し
た特定の値を持つ。Q_nの実部と虚部はq_n、q^_nで
あり、Q′_nの実部と虚部はq′_n、q^′_nである。各々
のC_i（ｍ）の実部と虚部はci（ｍ）、c^_i（ｍ）であり
、
各々のC′_i（ｍ）の実部と虚部はc′_i（ｍ）、c^′_i（
ｍ）
である。したがつてQ_nとQ′_nの上述の式はその実
部と虚部について次式で表わされる q_n＝_2M 〓ⁱ⁼¹ c_i（ｍ）r_n-1−_2M 〓ⁱ⁼¹ c^（ｍ）r^_i（ｍ）r^_n-i． q^_n2M 〓ⁱ⁼¹ c_i（ｍ）r^_n-i＋_2M 〓ⁱ⁼¹ c^_i（ｍ）r^_n-i， q′_n＝_2M 〓ⁱ⁼¹ c_i′（ｍ）r^_n-i−_2M 〓ⁱ⁼¹ c^_i（ｍ）r^′_n-i， q^′_n＝〓c′_i（ｍ）r^_n-i＋_2M 〓ⁱ⁼¹ c^′_i（ｍ）r′_n-i， 成分q_n、q^_n、q′およびq^′_nは個々の10ビツトの
ワードとして、それぞれリード７３，７４，７５
および７６に現われる。成分q_nおよびq′_nは加算
器６４で加算され、一方成分q^_nおよびq^′_nは加算
器６５で加算される。加算器６４と６５の出力は
伝送されたシンボルA_nが変調された通過帯域の
等化器出力Z_nの実部Z_nおよび虚部z^_nである。（通
過帯域の等化器出力Z_nは同様にＴ／２秒の間隔
を持つタツプの単一の等化ユニツトを使用しても
同様に発生できる。） 通過帯域の等化器出力Z_nは復調器５７によつ
てベースバンドに復調される。復調器５７の復調
された出力はシンボルA_nのベースバンド信号を
表わすベースバド等化器出力Y_nである。ベース
バンド等化器出力Y_nは、この後、簡単に等化器
出力Y_nと呼ぶ。これは実部y_nを虚部y^_nを有し、
10ビツトのワードとしてリード６８に直列に与え
られる。復調器５７で実行される復調プロセスは
複素表現で Y_n＝Z_ne^-j〓^m* と表わされる。ここでθ^* _nは現在の搬送波位相の推
定値である。実部と虚部について表わせば、復調
プロセスは y_n＝Z_ncos（θ^* _n）＋z^_nsin（θ^* _n） y^_n＝z^_ncos（θ^* _n）−Z_nsi（θ^* _n）． で表現される。上式に従つてy_nとy^_nを発生する
ために、復調器５７は搬送波源８１の出力リード
８２および８３上にsin（θ^* _n）とcos（θ^* _n）の９ビツ
トのデジタル信号を受信する。

成分y_nおよびy^_nは判定回路７１によつて量子
化される。リード８６上に次々に与えられる結果
の出力はシンボルA_nの成分a_nおよびa^_nによつて
表わされるレベルに関する判定結果a^* _nおよびa^^* _n
である。判定結果a^* _nおよびa^^* _nは複素の判定結果
A^* _nの実部と虚部あでると考えられる。

判定回路７１はまた問題となつているデータシ
ンボルに関する複素のベースバンド誤差信号Δ_n
の実部および虚部δ_n、δ^_nを与える。誤差信号Δ_n
は（Y_n−A^* _n）なる量に等しい。詳しく述べれば
δ_n＝（y_n−a^* _n）、δ^_n＝（y^_n−a^^* _n）であり、δ_nδ
^_nはそ
れぞに12ビツトのワードで表わされる。誤差信号
Δ_nは誤差再変調器６７によつて再変調され、 E_n＝Δ_ne^+j〓^m* で与えられる再変調された通過帯域の誤差信号
Emを生ずる。E_nの実部と虚部e_n、e^_nは次式に従
つて再変調器６７によつて発生される。

e_n＝δ_ncos（θ^* _n）−δ^_nsin（θ^* _n）， e^_nsinθ^* _n）＋δ^_ncosθ^* _n）。

これらの量を形成するために、再変調器６７は
復調器５７と同様に、搬送波源８１からsin（θ^* _n）
とcos（θ^* _n）を受信する。

成分e_nおよびe^_nは後述するように係数の更新の
ためリード５８を通して直列に等化ユニツト５５
および５６に与えられる。（この代りに誤差信号
E_nを発生するのに複素判定値A^* _nを再変調し、こ
れを通過帯域の等化器出力Zmから減算してもよ
い。いずれの場合にも、E_nの値は等しく、これ
は等化器出力Y_nの量子化前と量子化後の値の差
を搬送周波数で変調したものと一致する。） この点においてC_i（ｍ）とC′_i（ｍ）のタツプ係数
値はそれぞれ等化ユニツト５５および５６の中で
更新され、次の第（ｍ＋１）番目シンボル時間の
準備をすることになる。この例で使用されるC_i
（ｍ＋１）＝C_i（ｍ）−α_nR_n-i−αμsgn［C_i（ｍ）］ C′_i（ｍ＋１）＝C′_i（ｍ）−αE_nR′_n-i−αμsgn
［C′_i
（ｍ）］ である。ここでαとμは選択されれた定数であ
り、複素関数sgn［ ］はその複素変数の実部と
虚部の符号にしたがつて±１±ｊとなる。この更
新規則は、1979年３月１日出願の米特許願第
16495号（米国特許第4237554号）に示されたタツ
プ漏洩に従つて修正されるいわゆる平均二乗更新
アルゴリズムを実現している。

上述の更新規則はその実部および虚部について 次式で与えられる。

c_i（ｍ＋１）＝c_i（ｍ）−αe_nr_n-i＋αe^_nr^_n
-i−αμsgn［c_i（ｍ）］， c^_i（ｍ＋１）＝c^_i（ｍ）−αe_nr^_n-i−αe^_n
r_n-i−αμsgn［c^_i（ｍ）］， c_i′（ｍ＋１）＝c_i′（ｍ）−αe_nr′_n-i＋α
e^_nr^_n′_-i−αμsgn［c_i′（ｍ）］， c^_i′（ｍ＋１）＝c^_i′（ｍ）−αemr^′_n-i
−αe^_nr′_n-i−αμsgn［c^_i′（ｍ）］， ここで実関数sgn［ ］の値はその変数の符号
に従つて＋１あるいは−１をとる。

上述した説明では従属モデムから送信されたデ
ータを回復するマスターモデム２０の動作を中心
に述べてきたが、マスターから送信されたデータ
を正確に回復するためには、各従属モデムにおい
ても同様の信号処理が必要であることが理解され
よう。特定の従属モデムで使用される係数の適切
な集合が一度決定されると、その従属モデムはマ
スターモデムとだけ通信し、他の従属モデムと通
信することはないから、これはすべての信号を単
一のチヤネルだけから受信し、その従属モデムに
よつて受信されるこれ以降の送信には同一の係数
が使用されることになる。実際に、各従属モデム
とその係数値を連続的に微調整することができ
る。これはマスターモデムから発生したすべての
信号は（必ずしもそれに対する応答はしなくて
も）マスターモデムからのそのチヤネルを通して
各従属モデムによつて受信されるからである。

これに対してマスターモデム２０は多数の異る
チヤネルからの通信を受信する。これが特定の従
属モデムからのデータを回復できるようにするた
めは、そのタツプ係数はそれに関するチヤネルの
特性を補償するような値に設定されていなければ
ならない。適切な係数の設定値は各送信の開始時
に決定できる。しかしこれは上述したように時間
のかかるプロセスであり、これによつて従属モデ
ムからマスターモデムに対して単位時間当りに送
信される有用なデータの量が制限されることにな
る。

この問題を改善するために、第２図に示すよう
にモデム２０には大規模係数ストア９１が設けら
れている。特定の従属モデムとの間の通信が完了
すると、等化ユニツト５５および５６に存在する
係数値はそれぞれリード９２および９３を経由し
てストア９１に読み込ませる。同じ従属モデムか
ら次にメツセージが受信されるときには、そのモ
デムのアドレスがリード９４を経由してストア９
１に与えられる。これによつて先に決定された係
数がストア９１から読み出され、再びリード９２
および９３を経由して等化ユニツト５５および５
６にジヤムセツトされる。

しかし考慮に入れる必要のある要素は他にもあ
り、それはいわゆるタイミングエポツクである。
これは第３図を参照することによつて理解でき
る。第３図の波形１０１および１０２はそれぞれ
リード２４および２５を通る典型的なアナログ出
力である。先に述べたように実（虚）ラインサン
プル成分r_nおよびr′_n（r^_n、r^_n）はＴ／２秒ごとに
サンプリング波形１０１，１０２によつて交互に
形成される。注目すべきことは、上述した係数更
新プロセスはチヤネルだけの関数ではなく、波形
１０１および１０２のどこでサンプルが形成され
るかの関数でもあることである。

例えば、ラインサプル成分r_n、r′_n、r^_n、r^′_nそ
の他はｔ＝nT／２（ｎ＝０、１、２……）によつて 定義されるひとつのタイミングエポツクにおける
第３図の実線で示すサンプルラインとして図示さ
れている。これらの時点におけるサンプリングに
よつて、係数値のひとつの集合が得られる。しか
しもし波形１０１および１０２をτ秒後で、すな
わちｔ＝nT／２＋τでサンプルすれば、破線のサン プルラインで示されるよう係数更新プロセスとは
係数値の異なる集合に到達することになる。した
がつて、そのとき伝送されたデータを回復するた
めにストア９１から先に決定された係数値の集合
を読み出して係数値とするのは、受信信号がこれ
らの係数値に関連したタイミグエポツクで読み出
されたときにだけ役立つことになる。換言すれ
ば、ジヤムセツト係数値の特定の集合によつて指
定されるフイルタ特性は、波形１０１および１０
２が特定のサンプリング点の最適集合でサンプル
されたときだけ、等化器出力Y_nがシンボル間干
渉を最も受けないような状態となる。

理論的には、先に決定された係数の集合に対す
る適切なタイミングエポツクを与える仕事は、従
属モデムからマスターモデムに対して適切なタイ
ミングアキジシヨントーンの短いバーストを送信
し、受信されたトーンのある所定の点でサンプル
が形成されるように受信タイミング発生器を調整
することによつて実行される。再び理論的には、
このタイミングエポツクを使つてタツプ係数の集
合が一度得られると、同じ従属モデムから次の伝
送に同じ係数を利用するために実行しなければな
らないことは、タイミグアキジシヨントーンを再
送し、同一のタイミングエポツクを再び得ること
だけである。

このような方法の問題点は送信器のクロツク周
波数と受信部のクロツク周波数の間の偏差および
チヤネルの遅延特性の変動のような原因によつ
て、送信器と受信器のクロツクの間の相対位相が
ドリフトする傾向があることである。このような
ドリフトを修正しなければ、そのとき使用されて
いるタツプ係数について誤つた時点で受信波形が
サンプルされることになる。この現象に対する対
策としては、連続的に動作するなんらかの形式の
タイミング回復回路を作用する必要がある。その
機能は受信信号が実際に正しいタイミング時点で
サンプルされることを保障することである。そし
理想的なタイミングアキジシヨン手段が利用でき
れば、上述した手段は少なくとも理論的には係数
のジヤム・セツテイグを使用するシステムが利用
できる。しかし実際問題として、我々が考えてい
るタイミング回復手法は少くともランダムデータ
について動作するときには、それ自体である程度
のジツタを生ずる。すなわち、各目的な正しい値
のまわりにある範囲の中だけで、これはタイミン
グエポツクを保持することができるのである。タ
イミングのドリフトが設計範囲内に入つていれ
ば、タツプ係数更新アルゴリズムによつて係数値
がこれを補正するように変化されるから、これは
正確なデータ回復に関する限り大きな問題ではな
い。これと同様に、先に決定されている係数値の
集合が送信の開始時に等化器にジヤム・セツトさ
れたときにも、これら係数は一般に、任意の以前
の送信時でタイミグエポツクがわかつていた任意
の特定の時点におけるのとは異る値を持つ。した
がつて、これは異る未知のタイミングエポツクを
必要とする。本発明はタイミングエポツクを決定
するための手法に関するものである。

次に本発明の理論的基礎についてQAMシステ
ムとの関連において説明する。

周期NT秒を持つ周期的データパターンが送信
モデムによつて発生され、同相および直角の搬送
波を変調したものとしよう。この結果として得ら
れた周期的複素信号の周波数スペクトルはΩ＝
π／NTとして複素振幅Ｃ（kΩ）を持つ、ラデイ
アン周波数±kΩ、ｋ＝０、１、……Ｎ−１成分
から成つている。受信器においては受信された信
号はＴ／Ｐ秒ごとにサンプルされる。ここでＰは
選択された整数Ｐ１であり、信号は先に決定さ
れたタツプ係数の集合を使用して等化される。受
信信号はｔ＝nT／Ｐ、ｎ＝０、１、２……で決
定される時点における正しいタイミングエポツク
でサンプルされるように時刻を定義することにし
よう。実際には、タイミング誤差τがあり、従つ
て受信された信号は時点ｔ＝（nT／Ｐ）＋τでサ
ンプルされる。このときｍ番目のベースバンド等
化器出力は Y_n＝_(N-1) 〓^k=-(N-1) Ｃ（kΩ）_∞ 〓^n=-∞ Ｇ（kΩ−2πn／Ｔ）e^j(k〓^-2〓^n/T)(mT+〓⁾ によつて与えられる。上式において、角周波数の
関数である複素関数Ｇ（ ）は送信器のモデムに
おける周期的信号源と受信器のモデムの復調器出
力の間の等化されたベースバンド等価伝達関数で
ある。このような伝達関数の典型的なものを第４
図に示した。領域π（１−α）／Ｔ＜ω＜π（１＋
α）／Ｔは周波数に依存した利得を有することを
特徴としており、ロールオフ領域と呼ばれる。パ
ラメータαは０＜α＜１であり、パーセントロー
ルオフである。領域０＜ω＜π（１−α）／Ｔは
一定利得を持つことを特徴としており、非ロール
オフ領域と呼ばれる。さらに、｜ω｜＞π（１＋
α）／ＴではＧ（ω）＝０である。Ｇ（ω）をこの
ように決めれば、Y_nに関する上式は Y_n＝_(N-1) 〓 〓^k=0 Ｃ（kΩ）e^jk〓^(mT+〓⁾［Ｇ（kΩ）＋Ｇ（kΩ−2π
／Ｔ）e^-j〓〓^/T］ ＋Ｃ（−kΩ）e^-jk〓^(mT+〓⁾［Ｇ（−kΩ）＋Ｇ（−kΩ
＋2π／Ｔ）e^-j2〓〓^/T］ となる。周波数成分Ｃ（kΩ）はその絶対値 ｜Ｃ（kΩ）｜と位相θ（kΩ）によつて Ｃ（kΩ）＝｜Ｃ（kΩ）｜e^j〓^(k〓⁾で表わされる。
さ
らに、同相搬送波と直交位相搬送波で同一のデー
タパターンが変調されているから Ｃ（−kΩ）＝｜Ｃ（kΩ）｜e^-j〓^(k〓⁾である。さらに
、 ［Ｇ（kΩ＋Ｇ（kΩ）−2π／Ｔ）e^-j2〓〓^/T］≡ G₁（kΩ）＝｜G₁（kΩ）｜e^j〓₁ ^(k〓^,〓⁾ ［Ｇ（−kΩ＋Ｇ（−kΩ＋2π／Ｔ）e^-j2〓〓^/T］≡ G₂（kΩ）＝｜G₂（kΩ）｜e^j〓^2(k〓^,〓⁾ を定義する。これらの代入を行なつてRe［Y_n］＝
Y_n を得る。これはベースバンド同相チヤネル等化器
出力であり、次式で表わされる。

Y_n＝_(N-1) 〓 〓^k=0 ｜Ｃ（kΩ）｜［｜G₁（kΩ）｜×cos（kΩ（mT＋τ
＋（θ（kΩ） ＋φ₁（kΩ，τ））／kΩ））＋｜G₂（kΩ）｜cos
（kΩ（mT＋τ＋（−θ（kΩ）＋φ₂（kΩ，τ））／k
Ω））］． Im［Y_n］＝y^_nであるから、ベースバンド直交位
相チヤネル等化器出力は同様の形式を持つが、コ
サインはサインで置換される。以下の議論はy_n
とy^_nの両方に適用できる。

もし周波数kΩが等化されたベースバンド伝達
関数のロールオフ領域に入るときには、伝達関数
G₁（kΩ）とG₂（kΩ）は未知である。したがつて、
その絶対値も位相φ₁（kΩ，τ）、φ₂（KΩ，τ）も
未知である。このためy_nからτを決定すること
はできない。これに対して非ロールオフ領域の周
波数については、Ｇ（ω−2π／Ｔ）＝０、Ｇ（ω）
＝Ｇ（−ω）であることを示すことができる。し
たがつて、Ｇを実定数としてG₁（kΩ）＝G₂（kΩ）
＝Ｇである。つまり、非ロールオフ領域の周波数
については Y_n＝4G_N 〓^k=0 ｜Ｃ（kΩ）｜coskΩ（mT＋τ）cosθ（kΩ）． である。もしタイミング誤差が０であれば、もち
ろん Y_n＝4G_N 〓^k=0 ｜Ｃ（kΩ）｜coskΩ（mT）cosθ（kΩ）． となる。4G｜Ｃ（kΩ）｜の各周波数kΩについて
一定であり、したがつて各成分に対する利得の項
を表わす。さらに位相関数は既知の送信されたデ
ータパターンの関数であるから位相関数θ（kΩ）
は既知である。したがつてτ＝０ではY_nは波形
上の（ｍは時間インデクスを表わす）時点の特定
の集合における周期波形の瞬時サンプルを表わ
し、一方τ≠０では、これは同一の波形をそれに
沿つて同一の量τだけずらせた瞬時サンプルを表
わすことになる。

したがつて、これを要約すれば、もし送信され
た周期信号がその非ロールオフ領域（すなわち、
すべてのωについてＧ（ω−2π／τ）＝０でＧ
（ω）＝Ｇ（−ω））にだけ周波数成分を持つている
のであれば、その信号から生じた同相あるいは直
角位相のチヤネルのベースバンド等化器出力のず
れからタイミング誤差を決定することができる。
（以上では各チヤネルを送信される周期信号はそ
の原理を説明する便宜上同一であると仮定した
が、これは必ずしも同一である必要はない。さら
に、上述の説明は等価ベースバンドについて説明
されているということは、この結果は変調方式に
よらず正しいことを示している。） 従つて本発明に従えば、τは送信器におけるフ
イルタの後で非ロールオフ領域だけ周波数成分を
持つ信号を生ずるようなデータパターンを送信す
ることによつて決定される。受信信号は任意のタ
イミングエポツクによつてサンプルされ、先に決
定されたタツプ係数の集合によつて等化される。

この結果得られる等化器出力はｔ＝mT＋τ′、
ｍ＝０、１、２……によつて決められる時点の特
定の集合におけるある周期信号の連続した瞬時サ
ンプルを表わすことになる。ここでτ′はこれらの
サンプルの実際の位置ともしタイミングエポツク
が正しいとしたいときのその位置の間の差であ
る。上述の説明の結果として差τ′は実際タイミン
グ誤りτに等しいことがわかる。パラメータτ′は
等化器出力から決定される。したがつてτが決定
され、受信器のタイミング位相はこのタイミング
誤差を除去するように調整される。

ここに示した実施例においては、特にタイミン
グアキジシヨンを実行するときにはいわゆるダブ
ルドツテイングパターン（＋１、＋１、−１、−１、
＋１、＋１）その他で同相および直交位相の搬送
波を変調することによつてタイミング・アキジシ
ヨンン信号が発生される。１／Ｔ＝2400であるか
ら、ダブルドツテイングパターンの周期は1/600
秒である。ベースバンド濾波の後で、これは600
Hzの正弦波を生ずる。この例ではパーセントロー
ルオフαは0.12である。したがつて非ロールオフ
領域はしたがつて直流から2112πrad／秒＝1056
Hzまで延びている。要求条件にしたがつて、600
Hzの正弦波は非ロールオフ領域に入つていること
になる。

受信器においては、問題となるチヤネルのタツ
プ係数の先に決定された集合を使用した受信信号
の等化と復調によつて第５図に示したようなタイ
ミング・アキジシヨン等化器出力を生ずる。同相
出力はV_I.n、V_I.n+1……と呼ばれる。直角位相の
出力はV_Q,n、V_Q,n+1……と呼ばれる。V₁とV_Qは
共に600Hzの正弦波136および137の周期的サンプ
ルルである。（正弦波136および137は便宜的な数
学的概念であつて、このようなアナログ波形が受
信器で実際に現われるわけではない。） V₁（あるいはV_Q）の各々は同相（あるいは直交
位相）の搬送波で送信されれたデータシンボル＋
１、＋１、−１、−１……の連続したものを表わし
ている。したがつて、もしタイミングエポツクが
正しければ、V₁（あるいはV_Q）はすべて点線のサ
ンプル線で示されるように、すべて同一の振幅を
有し、時点１４０ａでの正弦波１３６，１３７の
サンプルを形成する。時刻はこの時点がｔ＝mT
（ｍ＝０、１，２……）で生ずるように定義され
る。実際にはV₁（あるはV_Q）はｔ＝mT＋τ′（ｍ＝
０，１，２……）の時点140で生ずる。任意の二
つの連続したV₁（あるいはV_Q）が知られれば、
τ′はこれから（後述するように）三角関数によつ
て決定できる。もしV₁あるいはV_Qのサンプルの
大きさが０に近いときにはτ′の決定は不正確にな
るかもしれない。したがつて、V₁とV_Qのいずれ
からτ′を決定するということはいずれが大である
かということで決められる。この実施例ではV₁
とV_Qは搬送波８１で搬送波位相の推定値θ_n ^*が作
られ前に形成されるから、正弦波１３６と正弦波
１３７は異る振幅を持つことになるのである。等
化器出力の内の大きい方を記法的にはV_L,n、
V_L,n+1……で表わす。

この連続したV_Lが既知であれば、τ′の大きさは
三角法的に τ′＝2T／π［（π／４）−tan^-1（γ／β）］ で与えられる。ここでβは｜V_L,n｜とV_L,n+1｜の
大きい方でγは｜V_L,n｜と｜V_L,n+1｜の小さい方
である。

さらにτ′符号sgn［τ′］は sgn［τ′］＝sgn［V_L,n］×sgn［V_L,n+1］× sgn［｜V_L,n+1｜−｜V_L,n｜］ で与えられる ここでタイミング・アキジシヨン回路２９のブ
ロツク図である第６図に注目していただきたい。
回路２９の全体の機能は伝送されて来たダブルド
ツテイングパターンに応動して、復調器５７の出
力に発生されたタイミング・アキジシヨン等化器
出力を受信し、上述の式にしたがつてこれから｜
τ′｜とsgn［τ′］を決定することである。

もしサンプリング位相、すなわち受信器のタイ
ミング発生器２７の動作を｜τ′｜だけ遅らせる必
要があれば、回路２９は｜τ′｜時間幅に等しい時
間幅だけ出力リード２６上に禁止信号を発生す
る。リード２６は受信器のタイミング発生器２７
に延びていいる。これは本質的には分周回路であ
り、それはそれが計数する64個のマスタークロツ
クパルスごとにリード３８上にサンプリングパル
スを発生する。（Ｔ秒の時間ごとに128個のマスタ
ークロツクパルスが存在する。）しかしタイミン
グ発生器２７はリード２６上の禁止信号の時間は
マスタークロツクパルス計数を禁止される。これ
によつてサンプリング位相は｜τ′｜だけ遅れるこ
とになる。もしサンプリング位相を｜τ′｜だけ進
めようとすれば、リード２６上の禁止信号はＴ−
｜τ′｜に等しい時間幅にわたつて発生され、サン
プリング位相をＴ−｜τ′｜だけ遅らせるが、これ
は｜τ′｜だけ進めるのと等化である。

この例に示したタイミグ・アキジシヨン回路２
９はそれ自身の局部タイミング発生器２６０を含
み、これはリード３６からマスタークロツクパル
スを受信し、リード２６１上にそれ自身のタイミ
ング信号を発生するようになつている。これは受
信タイミグ発生器２７からのリードではなく、こ
の例では回路２９の構成要素の動作タイミングを
制御するようになつている。

詳しく述べれば、等化されたタイミング・アキ
ジシヨン信号V_I,n、V_Q,n、V_I,n+1、V_Q,n+1は接続
リード２０５および２０６を経由して直列入力−
直列出力のシフトレジスタ２０１−２０３を通し
て直列に与えられるレジスタ２０１−２０３の
各々はこれらの信号のひとつを保持できるように
なつている。ここでV_I,nが完全にレジスタ２０１
に入れられた時点に注意を向けて見よう。V_I,nの
ビツトはここでリード２０５に現われてレジスタ
２０２に与えられ、一方V_Q,nビツトはリード３１
に現われる。タイミグ・アキジシヨン等化器出力
V_I,nおよびV_Q,nの対応するビツトがそれぞれリー
ド２０５および３１に現われたときに、比較器２
１０はこれを比較していずれが大であるかを判定
する。V_I,nがレジスタ２０３に格納されたとき−
このときV_Q,nおよびV_I,n+1はそれぞれレジスタ２
０２および２０１にある−比較器２１０はスイツ
チ２１３および２１４を動作する。もしV_I,nが大
であると判定されると（第５図に図示した状況）、
スイツチ２１３および２１４が右側に倒されて、
τ′を決定するためにV_I,n,とV_I,n+1が使用される。
詳しく述べれば、タイミング・アキジシヨン等化
器出力が右方にシフトされてゆくときに、V_I,nの
ビツトはリード２２４およびスイツチ２１３を経
由して符号・絶対値変換器２３１に与えられ、一
方、V_I,n+1のビツトはリード２２２およびスイツ
チ２１４を経由して符号・絶対値変換器２３２に
与えられる。もしこれに対して、V_Q,nV_I,nより大
であれば、V_Q,nとV_Q,n+1がτ′を決定するために使
用されることになる。この場合には比較器２１０
がスイツチ２１３および２１４を左側に倒す。こ
のときには符号・絶対値変換器２３１および２３
２はそれぞれ、V_Q,nおよびV_Q+n+1を受信する。タ
イミング・アキジシヨン等化器出力のいずれの集
合が変換器２３１と２３２に到着しても、これら
は前述したようにV_L,nおよびV_L,n+1で表記され
る。

符号・絶対値変換器２３１および２３２は、そ
れぞれ、リード２３７および２３９に、大きさ｜
V_L,n｜および｜V_L,n+1｜で表わされる２進ワード
を与える。これらはまたV_L.nおよびV_L,n+1の符号
を表わす単一のビツトをそれぞれリード２３７お
よび２３９に与える。リード２３７および２３９
の絶対値は演算回路２４１に与えられる。これは
｜V_L.n｜と｜V_L,n+1｜の内の小さい方が大きい方
で割算した商を形成する。この商は５ビツトワー
ドとして表わされ、リードオンリーメモリー
（ROM）２４４に与えられる。γ／βの各々の
値について、これに対応する｜τ′｜が存在する。
次にこの｜τ′｜について、それによつてタイミン
グ発生器２７の動作が遅られたり、進められたり
するマスタクロツクパルスの対応する数が存在す
る。ROM２４４は検索表として機能を持ち、
γ／β値を直接対応するマスタークロツクパルス
の数に変換する。

これと同時に、リード２３６−２３９の各々の
信号を受信する符号計算回路２４８は、上式に従
つてsgn［τ′］を計算する。sgn［τ′］の値を示すビ
ツトはリード２４９を通して復号器２５１に与え
られる。もしsgn［τ′］＝＋１であれば、サンプリ
ング位相は遅らせられる。この場合にはROM２
４４の出力は単に復号器２５１を通して逓降回路
２５４に与えられる。もしsgn［τ′］＝−１であれ
ば、サプリング位相は進められるようになる。こ
の場合には、復号器２５１はROM２４４によつ
て与えられる計数値を128から減算する。１２８
はＴ秒の間に生ずるマスタークロツクパルスの数
である。前述したように、タイミング・エポツク
を｜τ′｜だけ進めることは、これをＴ−｜τ′｜だ
け遅らせることと等価である。

受信シンボルの時間の所定の時点において、回
路２５４はリード２５５上に禁止信号を生じ、こ
れはゲート２５６を通してリード２６に与えられ
る。これと同時に回路２５４は各マスタークロツ
クパルスに応動してこれに復号器２５１から与え
られた計数値を減算する。この計数値が０に達し
たとき、リード２５５上の禁止信号は終了する。
この禁止信号はしたがつて｜τ′｜あるいはＴ−｜
τ′｜の内のいずれか適当な方の値をとる。

回路２９は連続的に動作する。すなわち上述の
信号処理をタイミングアキジシヨンン等化器出力
に対して実行するのみならず、復調器５７の出力
において発生されたすべての等化器出力について
実行する。回路２９を連続的に動作させることの
ひとつの利点は、回路の不具合の際の故障検出を
容易にすることである。もちろん、回路２９が上
述したようにタイミングアキジシヨン等化器出力
に対して動作している場合を除いて、リード２５
５上に発生されたどのような禁止信号も無意味で
ある。ゲート２５６の機能はリード２５５上の信
号がタイミングアキジシヨンが行なわれていると
きだけリード２６に通過してゆくようにすること
である。この目的のために、サンプリング位相調
整を行なうときには、ゲート２５６を動作する。
これは受信器タイミング発生器２７から延びるサ
ンプリング位相調整リード３０上の信号によつて
示される。

本発明の実際の実施例においては、タイミング
アキジシヨン回路２９はタイミングアキジシヨン
がV_I,nの第１ビツトがリード３１に現われてから
５シボル時間しか要しないように設計されてい
る。しかしQ_nおよびQ′_nについての式から、リー
ド３１上の各等化器出力の発生には、2M、個の
係数を持つ等化ユニツト５５および５６の各々を
同数のラインサンプルで乗ずる必要がある。従つ
て、復調器５７の出力で、任意のタイミングアキ
ジシヨン等化器出力を形成するまでには、受信タ
イミングアキジシヨン信号の内の2M個のサンプ
ルを各等化器ユニツトに格納する必要がある。こ
の実施例ではＭ＝16である。したがつて、サンプ
リング位相の修正を行なうまでに、少くとも32シ
ンボル時間の潜在的な遅れが存在することになる この遅延はｎを任意の整数としてＮ，Ｔおよび
ω_cを、ω_cNT＝2πnnであるように選択すること
によつて実質的に減少できる。ラインサンプルの
値にそれ自身でタイミングアキジシヨン信号の周
期に等しい周期でくりかえすからである。この条
件はこの実施例においてはω_c＝2π・1800、Ｎ＝
４、Ｔ＝1/2400であるから、満足されている。し
たがつて、受信タイミングアキジシヨン信号の４
シンボル時間分のラインサンプルすなわち、８個
のラインサンプルが形成されると、タイミングア
キジシヨン等化器出力の形成を開始するために各
等化器ユニツトで必要となるラインサンプルの残
りの値はこれから写しとることができ、 すなわち R_n＝R_n−4K ｋ＝１、２、…… R′_n＝R′_n−4K である。

ラインサンプルを写しとるための方法はライン
サンプルを記憶するのに使用される回路装置と共
に変化する。第７図は等化ユニツト５５で使用す
るためのラインサンプル記憶装置のひとつの可能
な構成を示している。（同様の装置は等化ユニツ
ト５６でも使用される。） ラインサンプル記憶装置の中心部分はラインサ
ンプルランダムアクセスメモリー（RAM）３０
５である。RAM３０５は各々が０から（ｋ−
１）の異る２進アドレスを持つｋ個の記憶位置を
有している。第７図の装置はまた入力レジスタ３
０１、出力レジスタ３０６、アドレスレジスタ３
０８およびアドレス発生器３１１を有している。
リード５４からのラインサンプル成分は実部の方
からRAM３０５の連続した記憶位置に格納され
る。例えばラインサンプル成分r_nをRAM３０５
に読み込むにはその成分はリード５４からレジス
タ３０１に直列にシフトされる。これと同時に、
アドレス発生器３１１はレジスタ３０８にアドレ
スを格納する。リード３１０の次の書き込みパル
スはr_nをリード３０２を経由して並列形式でレジ
スタ３０８のアドレスによつて示されるRAM３
０５の位置に与える。ラインサンプル成分ｒ＾_nは
この後で、同様の方法でRAM３０５の次の位置
に格納される。

RAM３０５は常に並列形式で、リード３０９
上にレジスタ３０８中の現在のアドレスによつて
示される記憶位置の内容を与える。したがつて、
所望のラインサプル成分を読み出すには、アドレ
ス発生器３１１は適切なアドレスをレジスタ３０
８に格納し、読み出しリード３１２にパルスを与
える。これによつてリード３０９上のデータは出
力レジスタ３０６に格納され、ここからこれは処
理、例えば、係数乗算ためにリード３１５にシフ
トされて出される。

ラインサンプル成分が一度RAM３０５の特定
のアドレスに記憶されると、これはそれがもはや
必要とされなくなるように充分古くなるまで、そ
の位置に留まることになる。こような方法ではア
ドレス発生器におけるアドレスの発生は発生器３
１１の中にポインタあるいは仮想始点と呼ばれる
データワードを記憶することによつてうまく実行
される。任意の時点において、ポインタの値は記
憶された最後ラインサンプル成分のRAM３０５
の中のアドレスに等しいようになつている。新し
く受信されたサンプル成分を記憶すべきアドレス
はポインタを１だけ増分することによつて発生さ
れる。

ｉ番目の先の実あるいは虚のラインサンプルの
成分を記憶した位置のアドレスの発生（例えば、
レジスタ３０６に成分を読み出すため）は、実成
分を読み出すにはポインタから（2i＋１）を減算
し、虚成分を読み出すには（2i）を減算すること
によつて実行される。

受信タイミングアキジシヨン信号の８個ごとの
ラインサンプルを写すためには、その第１のライ
ンサンプルの実成分が上述した方法でRAM３０
５に読み込まれる。次にポインタに８の倍数を加
えることによつてアドレスの連続が発生される。
各アドレスがレジスタ３０８に格納されるとき
に、書き込みリード３１０がストローブされ（こ
こで“ストローブ”とは特定の信号から情報を抽
出することをいう）、レジスタ３０１中のライン
サンプル成分がRAM３０５の適切な位置に写さ
れるようする。次に同じラインサンプル成分の虚
成分がレジスタ３０１に格納され、アドレス発生
器３１１の中のポインタは適切な値に設定され、
このプロセスがくりかえされる。次の７個のシン
ボル時間の間に形成されたタイミングアキジシヨ
ン信号サンプルの実成分と虚成分も同様にRAM
３０５に写される。

上述の説明では明記していないが、ポインタか
らある数を減算したり、ある数を加算算したりす
れば、その結果が０から（ｋ−１）の範囲をはみ
出すこともあり、そのときにはアドレスを０と
（ｋ−１）の間にするように数ｋをそのアドレス
に加えたり、そのアドレスから引いたりする必要
があることを理解されたい。これはｋが２のべき
乗であるときには自動的に行なわれる。

従属モデム１１ａ，１１ｂ……１１ｎのひとつ
からマスターモデム２０への送信のための始動手
順の全体を第８図に図示する。従属モデムは1200
ボーの周波数で送信を開始する。この周波数にお
ける送信はドツテイングパターン（＋１、−１、＋
１、−１……）を10シンボル時間で送信すること
から開始される。このドツテイングパターンは二
つの機能を実行する。第１は、これによつてマス
ターモデムに対して送信が開始されたことを知ら
せることである（いわゆる搬送波検出機能）。こ
のドツテイングパターンはまた次の10個のシンボ
ル時間に含まれた情報を回復するためのタイミン
グエポツクを決定するのに利用される。この情報
は詳しく言えば、同期用の６個のシンボル時間と
アドレス情報を含み、この情報は送信を行なつて
いる従属モデムのアドレスを示す。1200ボーの周
波数は充分低から、等化を行なわなくてもマスタ
ーモデムによつて正確に回復することができる
が、前述のように、従属モデムのアドレスはリー
ド９４（第２図）に与えられ、ストア９１はこれ
に応動して問題となつているチヤネルの先に決定
された係数の集合を等化ユニツト５５および５６
にジヤムセツトする。

およそ３シンボル時間の短い遅延の間の従属モ
デムの送信器はその送信モードを変化して、その
後で従属モデムは2400ボーの周波数でダブルドツ
テイングパターンの送信を開始する。ダブルドツ
テイングパターンのサンプルが形成されると、こ
れは上述した複写法により、等化ユニツト５５お
よび５６に記憶される。ベースバンドの等化器出
力を復調器５７で発生し、過渡状態を終結するた
めには、受信器ではラインサンプルを記憶するの
に必要な４シンボル時間に加えて、上述した復調
とその他の信号処理を実行するための多数の追加
のシンボル時間が必必要である。受信されたダブ
ルドツテイングパターンの20個のシンボル時間
で、リード２５５（第６図）上の禁止信号の期間
がタイミング誤差の正確なものさしとなることが
保証される。このときに、リード３０（第２図お
よび第６図）が動作され、上述したサンプリング
位相すなわち受信器のタイミング発生器２７の前
進あるいは後退の動作が行なわれる。ダブルドツ
テイングはさららに４シンボル時間の間継続し、
等化ユニツト５５および５６に新しい正しいタイ
ミングエポツクでとられたラインサンプルが充た
されるようにする。搬送波源８１の禁止はこのと
き解除され、これが復調された搬送波位相の推定
値θ^* _nを形成できるようにする。θ^* _nの推定値は正し
いタイミングエポツクで取られたラインサンプル
から作られるので、この値の形成は迅速である。
係数更新回路の禁止はまたこのとき解除され、そ
のジヤムセツトされた値から高精度で係数が合わ
されるようになる。この後で乱字化された“マー
ク”（スクランブルマーク）の６個のシンボル時
間が続き、送信器および受信器のスクランブラが
相互に同期されるようにする。全体のターンアラ
ウンドタイムは従つて1200ボーの16シンボル時間
と2400ボーの32シンボル時間で、全体では26.7ミ
リ秒となる。

ここでメツセージデータが送信されることにな
る。メツセージデータの16シンボル時間の後で、
その初期サンプルが等化ユニツトの中心に到達す
るので、送信されたシンボルついての値が判定リ
ード８６に現われるようになる（第２図）。

以上は本発明の原理の単なる一例にすぎない。
たとえば、タイユミングアキジシヨン信号として
は上述した条件を満足する周波数成分を有するも
のであれば、実質的に任意の信号を使用すること
ができる。たとえばデータパターン＋２、−１、−
１、＋２、−１、−１……はひとつの可能性である。
このようなパターンからτ′を決定するには二つで
なく三つのタイミングアキジシヨン等化器出力を
必要とするので、回路の複雑さが増大し、必要な
処理を実行するのに要する時間も増大する。した
がつてダブルドツテイングパターンの方が望まし
いことになる。送信器のタイミング回路に関して
適切な位相を持つアナログ信号もまた搬送波に変
調されたデイジタルデータパターン以外にも送信
タイミングアキジシヨン信号として使用すること
ができる。

さらに、τ′はこの例では複数個のタイミングキ
ジシヨン等化器出力を適当な三角関数によつて処
理することによつて決定されたが、理論的には
τ′をひとつの等化さたタイミングアキジシヨン信
号だけから、その大きさとτ′の相関をとることに
よつて決定することができる。しかしがら、この
ような方法は、非常に正確な自動利得制御回路を
必要とし、ここに述べた方法に比べてその利点は
少ない。

本発明の精神と範囲を逸脱することなく、本発
明の原理の実施例として多くの装置を工夫するこ
とができることが了解されるであろう。