JPH04307802A - アンテナ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、アンテナのサイドロ
ーブから入射する不要信号を抑圧するアンテナ装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】図３は、例えば、Ｓ．Ｐ．Ａｐｐｌｅｂ
ａｕｍ：“Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ａｒｒａｙｓ，”ＩＥＥ
Ｅ　Ｔｒａｎｓ　ＡｎｔｅｎｎａＰｒｏｐａｇａｔ．，
ｖｏｌ．ＡＰ−２４，Ｎｏ．５，（１９７６）　に開示
されたサイドローブから入射する不要信号を抑圧するア
ンテナ装置であるサイドローブキャンセラーの構成図で
ある。図中、１は主アンテナ、２ａ，２ｂ，２ｃは補助
アンテナ、３，４ａ，４ｂ，４ｃは受信機、５は適応フ
ィルタ、６は複素減算器である。図４は適応フィルタ５
の内部を示すブロック図である。図中、７ａ，７ｂ，７
ｃは複素乗算器、８は複素加算器、９は複素乗算器７ａ
，７ｂ，７ｃに転送する荷重を計算する荷重計算機であ
る。以下参照する図において、Ｓは所望波、Ｊ０，Ｊ１
は夫々干渉波（不要波）を示し、ｄ（ｋ）は主アンテナ
１の受信機３の出力信号、ｘ０（ｋ），ｘ１（ｋ），ｘ
Ｎ−１　（ｋ）は夫々補助アンテナ２ａ，２ｂ，２ｃに
接続する各受信機の出力信号、ｙ（ｋ）は適応フィルタ
５の出力信号、ｚ（ｋ）は複素減算器の出力信号（＝ア
ンテナ装置の出力信号）を示し、ｗ０（ｋ），ｗ１（ｋ
），ｗＮ−１　（ｋ）は夫々複素乗算器７ａ，７ｂ，７
ｃの荷重を示している。これらの信号の表記式における
ｋは時間を表す因子であり、信号がアナログ信号の場合
ｋは実数であり、信号がディジタル信号の場合ｋは整数
である。信号の形態に拘らず以下の説明は同様にできる
が、ここでは便宜上、ディジタル信号の場合について説
明する。この場合、各受信機はＡ／Ｄ変換器を備え、一
定の標本化周期Ｔで主アンテナ及び各補助アンテナの受
信信号を同時に標本化する。標本化周期Ｔは各受信機の
帯域をＢとすると、Ｔ＜（１／Ｂ）となるように選ばれ
る。また、式の表記を簡単にするために信号は全て複素
信号で表すことにする。各受信機は夫々の内部で、主ア
ンテナ及び各補助アンテナ夫々が受信したＲＦ帯の受信
信号を増幅し位相検波して複素ビデオ信号を生成してい
る。

【０００３】次に、図３に示すサイドローブキャンセラ
が所望波Ｓと２つの干渉波Ｊ１　，Ｊ２　を受信した場
合を例にして動作を説明する。主アンテナのアンテナ利
得をＧ（θ）で表すとｄ（ｋ）は次式で表記できる。

【０００４】

【数１】

【０００５】但し　　　　ωＳ　：所望波Ｓの角周波数
θＳ　：所望波Ｓの入射角 ω１　：干渉波Ｊ１　の角周波数 θ１　：干渉波Ｊ１　の入射角 ω２　：干渉波Ｊ２　の角周波数 θ２　：干渉波Ｊ２　の入射角 ＥＳ　：所望波Ｓの振幅 Ｅ１　：干渉波Ｊ１　の振幅 Ｅ２　：干渉波Ｊ２　の振幅 ｎ（ｋ）：受信機３の内部雑音 ａ０　：受信機３の利得 φ０　：受信機３の透過位相量 ここで、所望波Ｓは主アンテナの主ローブで受信され、
干渉波Ｊ１，Ｊ２は主アンテナのサイドローブで受信さ
れているとすると、次式が成立する。

【０００６】

【数２】

【０００７】しかしながら、干渉波Ｊ１，Ｊ２の振幅Ｅ
１，Ｅ２は所望波Ｓの振幅ＥＳ　に比べて１０３から１
０４のオーダで大きいときは、次式となる。

【０００８】

【数３】

【０００９】即ち、ｄ（ｋ）において、所望波Ｓの成分
は干渉波Ｊ１，Ｊ２の成分に埋もれてしまい、その結果
ｄ（ｋ）において、所望波Ｓを検出することは非常に難
しくなる。サイドローブキャンセラは主アンテナのサイ
ドローブから入射した干渉波の成分をｄ（ｋ）から抑圧
しようとするものである。まず、主アンテナに近接して
設けられた補助アンテナ２ａ，２ｂ，２ｃを用いて干渉
波信号を受信し、受信機４ａ，４ｂ，４ｃの内部で増幅
・位相検波した後、適応フィルタ５に転送する。ここで
補助アンテナは無指向性であり、所望波Ｓと干渉波Ｊ１
，Ｊ２に対して同じアンテナ利得をもつものとする。従
って、適応フィルタ５の入力信号ｘｉ　（ｋ）に含まれ
る所望波Ｓの成分は干渉波Ｊ１，Ｊ２の成分に比べて無
視することができて、次式で表すことができる。

【００１０】

【数４】

【００１１】ここに、 λ１　：干渉波Ｊ１　の波長 λ２　：干渉波Ｊ２　の波長 ｉ：補助アンテナ番号（ｉ＝０の場合補助アンテナ２ａ
） ｎｉ　（ｋ）：受信機雑音 αｉ　：受信機利得、βｉ　：受信機の透過位相量であ
る。また、ｄ０　は主アンテナ１と補助アンテナ２ａと
の間隔であり、ｄは補助アンテナ間の間隔である。適応
フィルタ５の内部において、信号ｘｉ　（ｋ），（ｉ＝
０，…，Ｎ−１）は複素乗算器７ａ，７ｂ，７ｃで荷重
ｗｉ　（ｋ），（ｉ＝０，…，Ｎ−１）と掛け合わされ
た後、複素加算器８に転送され、次式に示す信号ｙ（ｋ
）が生成される。

【００１２】

【数５】

【００１３】信号ｙ（ｋ）は複素減算器６に転送され、
受信機３の出力信号ｄ（ｋ）との差信号ｚ（ｋ）が生成
される。 　　　　　　　　　　ｚ（ｋ）＝ｄ（ｋ）−ｙ（ｋ）　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（６
）信号ｚ（ｋ）は式１と式４を式６に代入して次式で表
すことができる。

【００１４】

【数６】

【００１５】さて、信号ｙ（ｋ）が信号ｄ（ｋ）に含ま
れる干渉波成分にできるだけ近い値をとるように荷重ｗ
ｉ　（ｋ），（ｉ＝０，〜，Ｎ−１）を調整すれば、信
号ｚ（ｋ）が所望信号成分Ｇ（θＳ）ＥＳ・ｅｘｐ（ｊ
ｗＳｋＴＳ）と近い値をとることは式７より明かである
。

【００１６】

【数７】

【００１７】ｗｉ　（ｋ），（ｉ＝０，〜，Ｎ−１）が
式８，式９を満足するように調整すれば、ｚ（ｋ）に含
まれる干渉波成分を完全に抑圧することができる。式８
，式９に従ってｗｉ　（ｋ）を決定するためには、事前
に干渉波の入射方向と波長を知っておかなければならな
いので、実際には式８，式９を解いてｗｉ　（ｋ）を決
定することはできない。そこで、サイドローブキャンセ
ラでは次に説明する方法で荷重ｗｉ　（ｋ）を決定する
。所望波Ｓの周波数ｆＳ　と干渉波Ｊ１，Ｊ２の周波数
ｆ１，ｆ２が異なるとすれば、ｚ（ｋ）の２乗平均値は
次式で表される。

【００１８】

【数８】

【００１９】ここにＥ［ｆ（ｋ）］は式１１で定義され
る時間平均値である。また、式１０の導出では式１２，
式１３，式１４，式１５に示す関係を用いた。式１０か
ら明らかなように、式１０の右辺の｛　　｝の項を最小
にするように荷重ｗｉ　（ｋ）を調整することはＥ｛｜
ｚ（ｋ）｜２　｝を最小にすることと等価であるので、
Ｅ｛｜ｚ（ｋ）｜２　｝を最小にするように荷重を調整
することによって干渉波成分を抑圧することができる。 なぜならば、Ｅ｛｜ｚ（ｋ）｜２　｝を最小にするとき
、式１６が成立し、また、通常σｎ　はＥ１，Ｅ２に比
べて非常に小さくσｎ　は式１６において無視できるこ
とを考慮すれば、式１６は式８，式９と等価になるから
である。

【００２０】

【数９】

【００２１】このようにサイドローブキャンセラではｚ
（ｋ）の２乗平均値Ｅ｛｜ｚ（ｋ）｜２　｝を最小にす
るように荷重ｗｉ　（ｋ）を調整して干渉波を抑圧する
。Ｅ｛｜ｚ（ｋ）｜２　｝を最小にするようなｗｉ　（
ｋ）は最適荷重と呼ばれ、これはＷｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐ
ｆの方程式の解として与えられることが知られている。

【００２２】

【数１０】

【００２３】ここにベクトルＷｏｐｔ，ベクトルＲ，ベ
クトルＰは夫々次式で定義される最適荷重ベクトル、信
号ｘｉ　（ｋ）の共分散行列、信号ｘｉ　（ｋ）と信号
ｄ（ｋ）の相互分散行列である。

【００２４】

【数１１】

【００２５】ここにＴは転置を表し、＊は複素共役を表
す。このようにサイドローブキャンセラの最適な荷重は
、補助アンテナ出力信号の共分散行列と主アンテナ出力
信号と補助アンテナ出力信号の相互分散行列が既知であ
れば式１７によって求めることができる。しかしながら
、実際にはベクトルＲおよびベクトルＰは既知ではない
し、例え既知であったとしても、式１７を用いるとベク
トルＲに関する逆行列を計算しなくてはならず、荷重計
算の実時間処理を確保するためには荷重計算機９のＨ／
Ｗ量が大規模化する。このような理由で、荷重を計算す
る方法として式１７は不適当であり、通常サイドローブ
キャンセラでは、信号ｘｉ　（ｋ），ｄ（ｋ）より逐次
的に最適な荷重を決定してゆく方法がとられる。その代
表的な方法として次式に示す公知ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ　
　Ｍｅａｎ　　Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムがよく用い
られる。

【００２６】

【数１２】

【００２７】μは定数であり、荷重の補正の大きさを規
定するものでｗｉ（ｋ）が式１７の最適解に収束する速
さと安定性を制御するパラメータである。

【００２８】さて、以上説明した従来のサイドローブキ
ャンセラが干渉波を１波（Ｊ１　）受信した場合のアン
テナパターンをシミュレーションにより導出した結果を
図５，図６に示す。図５は荷重調整前のアンテナパター
ンであり、図６は荷重調整後のアンテナパターンである
。 図６に示すように、荷重調整後は干渉波Ｊ１　の入射方
向（１２゜）のアンテナ利得は低くなっており（−２０
ｄＢ以下）、サイドローブキャンセラは干渉波Ｊ１　を
抑圧していることが分かる。次に、従来のサイドローブ
キャンセラが干渉波を２波（Ｊ１，Ｊ２）を受信した場
合のアンテナパターンをシミュレーションにより導出し
た結果を図７に示す。図７に示すように２つの干渉波を
受信した場合、干渉波Ｊ１　の入射方向（１２゜）のア
ンテナ利得は−１０ｄＢ、干渉波Ｊ２　の入射方向（６
゜）のアンテナ利得は０ｄＢであり、干渉波を１波受信
した場合に比べてサイドローブキャンセラは干渉波を抑
圧していないことが分かる。これは、式２１に示すよう
な逐次型のアルゴリズムで調整した荷重が、式１７に示
す最適解に収束していないためである。さらに、図７に
示すように従来のサイドローブキャンセラでは、干渉波
を２波受信した場合、干渉波が入射する方向以外のサイ
ドローブレベルが非常に高くなる。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】従来の主ビームのサイ
ドローブから入射する不要信号を抑圧する機能を有する
アンテナ装置は以上のように構成されていて、複数の干
渉波（不要波）を受信した場合、干渉波抑圧性能が低下
し、さらに干渉波の入射方向以外のサイドローブレベル
が高くなるという課題があった。この発明は上記のよう
な課題を解消するためになされたもので、複数の干渉波
（不要波）を受信した場合にも干渉波抑圧性能を有し、
干渉波の入射方向以外のサイドローブレベルが高くなる
のも回避できるアンテナ装置を得ることを目的とする。

【００３０】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、発明１のサイドローブキャンセラでは、以下の要
素を備えるようにしたものである。（ａ）主アンテナと
複数個の補助アンテナ、（ｂ）上記各アンテナに接続さ
れた受信機、（ｃ）上記各補助アンテナに接続された受
信機の電気的特性を等価的に補正する補償手段、（ｄ）
上記補償手段の出力信号を入力としてフーリエ変換する
フーリエ変換手段、（ｅ）上記フーリエ変換手段の出力
信号を入力する適応フィルタ、（ｇ）上記主アンテナに
接続された受信機出力信号と上記適応フィルタの出力信
号との差を演算する減算手段。発明２のサイドローブキ
ャンセラ機能を有するアクティブ・アンテナでは、以下
の要素を備えるようにしたものである。（ａ）所定の距
離間隔をおいて配列された複数個のアンテナ素子、（ｂ
）上記アンテナ素子に接続された受信機、（ｃ）上記各
受信機の電気的特性を等価的に補正する補償手段、（ｄ
）上記補償手段の出力信号の一部もしくは全部を入力と
して所定の方向にビームを形成するビーム形成手段、（
ｅ）上記補償手段の出力信号の一部もしくは全部を入力
としてフーリエ変換するフーリエ変換手段、（ｆ）上記
フーリエ変換手段の出力信号を入力とする適応フィルタ
、（ｇ）上記ビーム形成手段の出力信号と上記適応フィ
ルタの出力信号との差を演算する減算手段。

【００３１】

【作用】上記のように構成されたアンテナ装置では、ア
ンテナ素子に接続された受信機の電気的特性を等価的に
同一として受信信号が等価的に雑音で変調されぬように
、受信機出力信号を補償手段により夫々振幅、位相のバ
ラツキを補正して後、フーリエ変換手段に入力すること
により、複数の干渉波（不要波）を入射方向別に概ね弁
別を可能とし、それによってフーリエ変換手段出力を入
力とする適応フィルタにおいて調整される荷重が最適解
に速く収束するようになり、複数の干渉波（不要波）を
受信した場合にもこれらを抑圧することができる。

【００３２】

【実施例】本発明の実施例について図を参照して説明す
る。図１は発明１の一実施例を示す構成図である。この
実施例は従来の図３に示したサイドローブキャンセラの
構成に対して、新たに各補助アンテナに夫々接続された
各受信機の電気的特性の利得、透過位相量を等価的に同
一とするために補償器１１、及び上記補償器１１の出力
信号を入力として複数の干渉波を入射方向別に弁別する
ためフーリエ変換器を備えて構成したものである。各受
信機の出力信号ｘｉ　（ｋ），（ｉ＝，１，…，Ｎ−１
）、補償器１１の出力信号をｖｉ　（ｋ），（ｉ＝０，
１，…，Ｎ−１）とし、フーリエ変換器１０の出力信号
をｕｍ　（ｋ），（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）として、
以下に、図１のサイドローブキャンセラの新たな構成部
分の動作について説明する。式４において、αｉ，βｉ
，（ｉ＝０，…，Ｎ−１）で表わされる受信機４ａ，４
ｂ，４ｃ，４ｄの利得および透過位相量は受信機毎に異
なった値をとる。これらの量が同一の値をとるように受
信機の電気的特性をそろえることは一般には困難であり
、また、調整のためには時間を要する。補償器１１はこ
のような受信機の電気的特性のばらつきを次式に示す演
算によって補償し、受信機４ａ，４ｂ，４ｃの特性を等
価的に同一にするものである。

【００３３】

【数１３】

【００３４】ここで、ＣおよびΓｃ　は補償の基準値と
なる利得と透過位相量である。利得補償量Ｃ／αｉ　お
よび位相補償量Γｃ−βｉは補償器１１の内部にメモリ
に蓄えておき、式２２ａの演算はマイクロコンピュータ
等で実行することにより、受信機の電気的特性の補償は
容易に実施できる。上記αｉ，βｉは予め受信機の特性
を計測することによって得ることができる。本発明では
次に説明するフーリエ変換を用いて干渉波の空間スペク
トルを求め、これの差異から干渉波を弁別しているため
、受信機の電気的特性の補償は重要である。受信機の上
記特性のばらつきは、受信信号を雑音で変調したのと等
価であり、干渉波の空間スペクトルを拡散する効果があ
る。従って、受信機特性のばらつきを補償しないとフー
リエ変換による干渉波の弁別ができなくなり、本発明の
目的とする複数干渉波の抑圧効果が期待できなくなる。 一般に、受信機特性のばらつきは透過位相量のそれが支
配的であって、透過位相量のばらつきは［０，２π］の
範囲で一様に分布することが知られている。一方利得の
ばらつきは小さく、簡単な調整によって次式が成立する
。 　　　　　　　　　　α０＝α１＝…＝αＮ−１　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２２
ｂ）以下、説明を容易にするために式２２ｂが成り立ち
、また、式２２ｃが成立しているとする。 　　　　　　　　　　Ｃ＝１，Γｃ　＝０　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２２
ｃ）

【００３５】フーリエ変換器１０は補償器１１の出
力信号ｖｉ　（ｋ），（ｉ＝０，…，Ｎ−１）を入力し
た後、その内部で次式に示すフーリエ変換演算を行って
ｕｍ　（ｋ），（ｍ＝０，…，Ｍ−１）を生成し、適応
フィルタ５に転送する。

【００３６】

【数１４】

【００３７】ここで、ｓｉｎθｍ　の係数１／２は、ｓ
ｉｎθｍ／２の値域が（−０．５，０．５）になるよう
に規格化するためのものである。θｍ　は予め決められ
た定数であり、干渉波が入射する範囲内で適当に決定さ
れる。特に、Ｍ＝Ｎとしてｓｉｎθｍ　／２＝ｍ／Ｎ，
（ｍ＝０，１，〜，Ｎ−１）　　（２４）となるように
θｍ　を選ぶと、式２３は次式に示す離散的フーリエ変
換（以下、ＤＦＴと呼ぶ）と等価になる。

【００３８】

【数１５】

【００３９】式２５の演算は高速フーリエ変換（以下、
ＦＦＴと呼ぶ）アルゴリズムを用いることにより、高速
に実行することができる。式２３もしくは式２５に従い
生成されたｕｍ　（ｋ）が適応フィルタ５に入力される
から、荷重計算機９は次式に示す逐次アルゴリズムによ
って荷重ｗｉ　（ｋ）を調整する。 　　　　　　　　　　ｗｉ（ｋ＋１）＝ｗｉ（ｋ）＋２
μｚ（ｋ）ｕ＊ｉ（ｋ）　　（２６）　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　（ｉ＝０，〜，Ｍ−１）

【００４０】このように構成
された本発明によるサイドローブキャンセラが、干渉波
を２波受信した場合のアンテナパターンをシミュレーシ
ョンにより導出した例を図８に示す。図８に示すように
干渉波Ｊ１　の入射方向（１２゜）および干渉波Ｊ２　
の入射方向（６゜）のアンテナ利得は約−２０ｄＢ確保
されており、図６に示す干渉波が１波の場合と同等の抑
圧性能が得られている。また、干渉波が入射している方
向以外のサイドローブレベルは図５と比較して干渉波を
受信していないときと同程度のレベルを確保しているこ
とがわかる。

【００４１】なお、ここでは荷重計算機９内部で実行さ
れる荷重調整のための計算法がＬＳＭアルゴリズムの場
合について説明したが、この発明はこれに限らず他のア
ルゴリズム例えば式２７に示す学習同定アルゴリズム、
式２８に示す確率近似アルゴリズムを用いても同様の効
果を有する。

【００４２】

【数１６】

【００４３】また、ここでは補助アンテナが１次元状に
配列されている場合について説明したが、この発明はこ
れに限らず補助アンテナが平面上に２次元配列されてい
る場合にも同等の効果を有する。

【００４４】以下に、本発明２の一実施例について説明
する。図２は本発明２の一実施例を示す構成図であり、
サイドローブキャンセラの機能を備えたアクティブ・ア
ンテナである。この実施例は同一直線上に配置されたＮ
＋１個のアンテナ素子に夫々接続されたＮ＋１個の各受
信機の電気的特性の利得、透過位相量を等価的に同一と
するために補償器１１と、上記補償器１１の出力信号を
入力として複数の干渉波を入射方向別に弁別するためフ
ーリエ変換器と、上記補償器１１の出力信号を入力とし
て指向性合成を行い主ビームを形成するビームフォーマ
１３とを備えて構成したものである。各受信機の出力信
号ｘｉ　（ｋ），（ｉ＝０，１，…，Ｎ−１）、補償器
１１の出力信号をｖｉ　（ｋ），（ｉ＝０，１，…，Ｎ
−１）とし、フーリエ変換器１０の出力信号をｕｍ　（
ｋ），（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）としたとき、図２の
アクティブ・アンテナのサイドローブキャンセラの機能
は、図１のサイドローブキャンセラの機能と同等であり
、従って図１のサイドローブキャンセラの補償器１１、
フーリエ変換器１０、適応フィルタ５の組合わせが果た
す発明１の内容と、図２のアクティブ・アンテナの補償
器１１、フーリエ変換器１０、適応フィルタ５の組合わ
せが果たす発明２の内容は、目的、作用、効果とも同一
であるので重複説明を省き、相違する構成と動作につい
て以下に説明する。ここで、Ｎはアンテナ素子の総数で
あり、Ｍはフーリエ変換器１０の出力チャネル数である
。図２において、従来例と同一、もしくは等価な機能を
もつものについては同一の符号を付している。外部空間
から到来した所望波Ｓ、干渉波Ｊ１，Ｊ２はアンテナ素
子１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄで受信され、夫々、
受信機４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ内で増幅，位相検波，標
本化された後、フーリエ変換器１０並びにビームフォー
マ１３に転送される。各受信機の出力信号ｘｉ　（ｋ）
は夫々のアンテナ素子が無指向性であるとすると次式で
表せる。

【００４５】

【数１７】

【００４６】ここに ωＳ　：所望波Ｓの角周波数 λＳ　：所望波Ｓの波長 θＳ　：所望波Ｓの入射角 ＥＳ　：所望波Ｓの振幅 ω１　：干渉波Ｊ１　の角周波数 λ１　：干渉波Ｊ１　の波長 θ１　：干渉波Ｊ１　の入射角 Ｅ１　：干渉波Ｊ１　の振幅 ω２　：干渉波Ｊ２　の角周波数 λ２　：干渉波Ｊ２　の波長 θ２　：干渉波Ｊ２　の入射角 Ｅ２　：干渉波Ｊ２　の振幅 α：アンテナ素子間隔 ｎｉ　（ｋ）：受信機雑音 αｉ　：受信機ｉの利得 βｉ　：受信機ｉの透過位相量 である。ビームフォーマ１３は図３の従来例に示す主ア
ンテナ１と等価の機能をもつもので、次式に示す積分演
算により指向性合成を行い所望波Ｓの入射方向にビーム
を形成する。

【００４７】

【数１８】

【００４８】ここで、θはビームを形成する方向を制御
するパラメータであり、通常θ＝θｓ　である。Ｐは積
分数を示し、次式が成立していなければならない。 　　　　　　　　　　Ｐ≦Ｎ　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　（３２）Ｐ＝Ｎのとき受信機出力信号ｘｉ　、即
ち、補償器により補正されたｖｉ　（ｋ）の全てを使っ
てビームを形成することになり、Ｐ＜Ｎのとき受信機出
力信号ｖｉ（ｋ）の一部を使ってビームを形成すること
になる。一般にＰを大きくする程鋭い（半値幅の狭い）
ビームを形成することができるが、演算時間が長くなる
。式３１に式３０を代入しビームフォーマ１３の出力信
号として、次式を得る。

【００４９】

【数１９】

【００５０】ここで、式３４，式３５，式３６，式３７
とおけば、式３３は式１と等価であり、ビームフォーマ
１３が図１及び図３の主アンテナ１と同等の機能を有し
ていることが分かる。次に、フーリエ変換器１０は補償
器１１の出力信号ｖｉ　（ｋ）を入力した後、その内部
で次式に示すフーリエ変換演算を行って、ｕｍ　（ｋ）
を生成し、適応フィルタ５に転送する。

【００５１】

【数２０】

【００５２】ここで、Ｑは積分数を制御するパラメータ
であり、次式の関係でなければならない。 　　　　　　　　　　Ｑ≦Ｎ　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　（３９）Ｑ＝Ｎのときｖｉ　（ｋ）の全てを使っ
てフーリエ変換することになり、Ｑ＜Ｎのときはｖｉ　
（ｋ）の一部を使ってフーリエ変換することになる。一
般にＱを大きくすると干渉波信号の弁別能力は向上する
が、演算時間が長くなる。

【００５３】

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、アンテ
ナ素子に接続された受信機の電気的特性を等価的に同一
として受信信号が等価的に雑音で変調されぬように、受
信機出力信号を補償手段により夫々補正して後、フーリ
エ変換手段に入力することにより、複数の干渉波（不要
波）を入射方向別に概ね弁別を可能とし、それによって
フーリエ変換手段出力を入力とする適応フィルタにおい
て調整される荷重が最適解に速く収束するようになり、
複数の干渉波（不要波）を受信した場合にも干渉波抑圧
性能を有し、干渉波の入射方向以外のサイドローブレベ
ルが高くなるのも回避できるアンテナ装置が得られる。

【００５４】

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明１の一実施例を示す構成図である。

【図２】この発明２の一実施例を示す構成図である。

【図３】従来のサイドローブキャンセラを示す構成図で
ある。

【図４】この発明１、発明２及び従来例の適応フィルタ
の内部構成図である。

【図５】従来のサイドローブキャンセラが干渉波を１波
受信した場合のアンテナパターンを示す図である。（荷
重調整前）

【図６】従来のサイドローブキャンセラが干渉波を１波
受信した場合のアンテナパターンを示す図である。（荷
重調整後）

【図７】従来のサイドローブキャンセラが干渉波を２波
受信した場合のアンテナパターンを示す図である。

【図８】この発明１及び発明２のアンテナ装置が干渉波
を２波受信した場合のアンテナパターンを示す図である
。

【符号の説明】

１　　主アンテナ ２ａ，２ｂ，２ｃ　　補助アンテナ ３　　受信機 ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ　　受信機 ５　　適応フィルタ ６　　複素減算器 ７ａ，７ｂ，７ｃ　　複素乗算器 ８　　複素加算器 ９　　荷重計算機 １０　　フーリエ変換器 １１　　補償器 １２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄ　　アンテナ素子１３
　　ビームフォーマ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　以下の要素を有するアンテナ装置。 （ａ）主アンテナと複数個の補助アンテナ、（ｂ）上記
   各アンテナに接続された受信機、（ｃ）上記各補助アン
   テナに接続された各受信機の電気的特性を等価的に補正
   する補償手段、（ｄ）上記補償手段の出力信号を入力と
   してフーリエ変換するフーリエ変換手段、（ｅ）上記フ
   ーリエ変換手段の出力信号を入力する適応フィルタ、（
   ｇ）上記主アンテナに接続された受信機出力信号と上記
   適応フィルタの出力信号との差を演算する減算手段。
2. 【請求項２】　　以下の要素を有するアンテナ装置。 （ａ）所定の距離間隔をおいて配列された複数個のアン
   テナ素子、（ｂ）上記アンテナ素子に接続された受信機
   、（ｃ）上記各受信機の電気的特性を等価的に補正する
   補償手段、（ｄ）上記補償手段の出力信号の一部もしく
   は全部を入力として所定の方向にビームを形成するビー
   ム形成手段、（ｅ）上記補償手段の出力信号の一部もし
   くは全部を入力としてフーリエ変換するフーリエ変換手
   段、（ｆ）上記フーリエ変換手段の出力信号を入力とす
   る適応フィルタ、（ｇ）上記ビーム形成手段の出力信号
   と上記適応フィルタの出力信号との差を演算する減算手
   段。