JPH04312005A - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
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- JPH04312005A JPH04312005A JP3078086A JP7808691A JPH04312005A JP H04312005 A JPH04312005 A JP H04312005A JP 3078086 A JP3078086 A JP 3078086A JP 7808691 A JP7808691 A JP 7808691A JP H04312005 A JPH04312005 A JP H04312005A
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- Japan
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- circuit
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- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/302—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in bipolar transistor amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は増幅回路に関し、特に直
流平衡信号を扱うトランジスタ直結増幅回路に関する。
流平衡信号を扱うトランジスタ直結増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の直結増幅回路では、出力電圧のダ
イナミックレンジを電源電圧まで有効に活用するため、
動作点を電源電圧の約１／２に設定しようとするとき、
トランジスタや抵抗器のバラツキを吸収するために、バ
イアス回路の抵抗器の一部を可変抵抗器に変えて調整し
ていた。
イナミックレンジを電源電圧まで有効に活用するため、
動作点を電源電圧の約１／２に設定しようとするとき、
トランジスタや抵抗器のバラツキを吸収するために、バ
イアス回路の抵抗器の一部を可変抵抗器に変えて調整し
ていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この従来の直結増幅回
路では、動作点を電源電圧の約１／２に設定するとき、
トランジスタや抵抗器のバラツキを吸収するため、バイ
アス回路の抵抗器の一部を可変抵抗器に変えなければな
らず製造上の問題があった。更に、調整した後では、素
子値の経年変化や、電源変動，温度変動に対して何ら対
策をとれなかった。
路では、動作点を電源電圧の約１／２に設定するとき、
トランジスタや抵抗器のバラツキを吸収するため、バイ
アス回路の抵抗器の一部を可変抵抗器に変えなければな
らず製造上の問題があった。更に、調整した後では、素
子値の経年変化や、電源変動，温度変動に対して何ら対
策をとれなかった。
【０００４】特に、電圧ゲインが高い回路ほど入力信号
レベルが微少なので、これらの変動による直流動作点の
変動感度が高く、動作点の移動により波形のクランプ歪
が発生する欠点があった。それを避けるには、出力レベ
ルを低くするか、又は電源電圧を高くしなければならな
いという制約があり、使用上大きな欠点であった。
レベルが微少なので、これらの変動による直流動作点の
変動感度が高く、動作点の移動により波形のクランプ歪
が発生する欠点があった。それを避けるには、出力レベ
ルを低くするか、又は電源電圧を高くしなければならな
いという制約があり、使用上大きな欠点であった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の増幅回路は、第
１のトランジスタのベースを入力端子とする正相直結増
幅回路の入力端子に、前記第１のトランジスタに対し相
補型であり且つエミッタが基準電圧源に接続された第２
のトランジスタのコレクタを接続し、前記正相直結増幅
回路の出力を入力とするローパスフィルタの出力端子を
前記第２のトランジスタのベースに帰還接続している。
１のトランジスタのベースを入力端子とする正相直結増
幅回路の入力端子に、前記第１のトランジスタに対し相
補型であり且つエミッタが基準電圧源に接続された第２
のトランジスタのコレクタを接続し、前記正相直結増幅
回路の出力を入力とするローパスフィルタの出力端子を
前記第２のトランジスタのベースに帰還接続している。
【０００６】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明する
。
。
【０００７】図１は本発明の一実施例の回路図であり、
図２は図１のローパスフィルタＬＰＦの一具体例（抵抗
器Ｒ０，コンデンサＣ０）の回路図である。ＮＰＮトラ
ンジスタＱ２とＰＮＰトランジスタＱ３とで正相直結増
幅回路を構成している。即ち、ＮＰＮトランジスタＱ２
のコレクタ出力をＰＮＰトランジスタＱ３のベースに入
力し、ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタは抵抗器Ｒ３
経由でＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタへ接続されて
、負帰還がかかっている。この回路のゲインは、一例と
して、Ｒ１＝Ｒ３＝ｋＲ２＝ｋＲ４ （ｋは定数＞＞
１，Ｒ１〜Ｒ４：各抵抗器Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値）とする
と、約ｋ倍となる。
図２は図１のローパスフィルタＬＰＦの一具体例（抵抗
器Ｒ０，コンデンサＣ０）の回路図である。ＮＰＮトラ
ンジスタＱ２とＰＮＰトランジスタＱ３とで正相直結増
幅回路を構成している。即ち、ＮＰＮトランジスタＱ２
のコレクタ出力をＰＮＰトランジスタＱ３のベースに入
力し、ＰＮＰトランジスタＱ３のコレクタは抵抗器Ｒ３
経由でＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタへ接続されて
、負帰還がかかっている。この回路のゲインは、一例と
して、Ｒ１＝Ｒ３＝ｋＲ２＝ｋＲ４ （ｋは定数＞＞
１，Ｒ１〜Ｒ４：各抵抗器Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値）とする
と、約ｋ倍となる。
【０００８】基準電源回路は、正電源端子ＶＣＣ（電圧
値：ＶＣＣ）とアース間に、値の等しい２本の抵抗器Ｒ
と２個のダイオードＤ１，Ｄ２との直列回路で構成され
ており、ＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ電圧は、こ
のトランジスタＱ１のエミッタ電流による電圧変化を無
視しうるくらい抵抗器Ｒを小さく選ぶと、ダイオードＤ
１とＤ２の中点電圧がＶＣＣ／２となるので、ＶＣＣ／
２＋ＶＤ となる。ここでＶＤ はダイオードＤ１のオ
ン電圧（約０．６Ｖ）である。
値：ＶＣＣ）とアース間に、値の等しい２本の抵抗器Ｒ
と２個のダイオードＤ１，Ｄ２との直列回路で構成され
ており、ＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ電圧は、こ
のトランジスタＱ１のエミッタ電流による電圧変化を無
視しうるくらい抵抗器Ｒを小さく選ぶと、ダイオードＤ
１とＤ２の中点電圧がＶＣＣ／２となるので、ＶＣＣ／
２＋ＶＤ となる。ここでＶＤ はダイオードＤ１のオ
ン電圧（約０．６Ｖ）である。
【０００９】ＰＮＰトランジスタＱ１は常時オンである
。その理由は、仮にＰＮＰトランジスタＱ１がオフだと
すると、ＮＰＮトランジスタＱ２はベース電流が流れず
オフとなる。ＰＮＰトランジスタＱ３もベース電流が流
れずオフとなる。従って抵抗器Ｒ３，Ｒ２に上記２トラ
ンジスタＱ２，Ｑ３からの電流は流れず、出力端子ＯＵ
Ｔの電圧は０Ｖとなり、ローパスフィルタＬＰＦの出力
電圧も０Ｖとなる。すると電源ＶＣＣ→抵抗器Ｒ→ＰＮ
ＰトランジスタＱ１のエミッタ→同ベース→ローパスフ
ィルタＬＰＦの出力端子ＦＯＵＴ→ＬＰＦ内抵抗器Ｒ０
→ローパスフィルタＬＰＦの入力端子ＦＩＮ→抵抗器Ｒ
３→抵抗器Ｒ２→アースの電流経路が形成され、ＰＮＰ
トランジスタＱ１はオンとなる。つまり、ＰＮＰトラン
ジスタＱ１はオフにはならない。
。その理由は、仮にＰＮＰトランジスタＱ１がオフだと
すると、ＮＰＮトランジスタＱ２はベース電流が流れず
オフとなる。ＰＮＰトランジスタＱ３もベース電流が流
れずオフとなる。従って抵抗器Ｒ３，Ｒ２に上記２トラ
ンジスタＱ２，Ｑ３からの電流は流れず、出力端子ＯＵ
Ｔの電圧は０Ｖとなり、ローパスフィルタＬＰＦの出力
電圧も０Ｖとなる。すると電源ＶＣＣ→抵抗器Ｒ→ＰＮ
ＰトランジスタＱ１のエミッタ→同ベース→ローパスフ
ィルタＬＰＦの出力端子ＦＯＵＴ→ＬＰＦ内抵抗器Ｒ０
→ローパスフィルタＬＰＦの入力端子ＦＩＮ→抵抗器Ｒ
３→抵抗器Ｒ２→アースの電流経路が形成され、ＰＮＰ
トランジスタＱ１はオンとなる。つまり、ＰＮＰトラン
ジスタＱ１はオフにはならない。
【００１０】本回路への入力信号は、入力段の動作点に
影響しないように、例えばコンデンサ結合で、入力端子
ＩＮに供給される。（コンデンサは図示していない。）
入力信号の条件として直流平衡信号（直流分＝０）とす
ると、直流ゲインが１のローパスフィルタＬＰＦの出力
には、信号成分が除去されて回路出力端子ＯＵＴの動作
点の直流電圧に等しい電圧が発生する。この電圧は、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ１のベース電圧となり、その値はエ
ミッタ電圧よりＰＮＰトランジスタＱ１のベース・エミ
ッタ間電圧ＶＢＥ（約０．６Ｖ）だけ低く、（ＶＣＣ／
２＋ＶＤ −ＶＢＥ）は、ほぼＶＣＣ／２となる。即ち
、本回路の出力端子ＯＵＴの電圧の動作点はＶＣＣ／２
である。これは電源電圧ＶＣＣの値に関係しないため、
電源変動に対しては、ＶＣＣに比例して常にＶＣＣ／２
が動作点となる。
影響しないように、例えばコンデンサ結合で、入力端子
ＩＮに供給される。（コンデンサは図示していない。）
入力信号の条件として直流平衡信号（直流分＝０）とす
ると、直流ゲインが１のローパスフィルタＬＰＦの出力
には、信号成分が除去されて回路出力端子ＯＵＴの動作
点の直流電圧に等しい電圧が発生する。この電圧は、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ１のベース電圧となり、その値はエ
ミッタ電圧よりＰＮＰトランジスタＱ１のベース・エミ
ッタ間電圧ＶＢＥ（約０．６Ｖ）だけ低く、（ＶＣＣ／
２＋ＶＤ −ＶＢＥ）は、ほぼＶＣＣ／２となる。即ち
、本回路の出力端子ＯＵＴの電圧の動作点はＶＣＣ／２
である。これは電源電圧ＶＣＣの値に関係しないため、
電源変動に対しては、ＶＣＣに比例して常にＶＣＣ／２
が動作点となる。
【００１１】温度変動に対しては、ダイオードＤ１のオ
ン電圧とＰＮＰトランジスタＱ１のベース・エミッタ間
電圧ＶＢＥとが互いに同じ温度係数を有して相殺するた
め、やはり回路出力端子ＯＵＴの動作点電圧はＶＣＣ／
２である。
ン電圧とＰＮＰトランジスタＱ１のベース・エミッタ間
電圧ＶＢＥとが互いに同じ温度係数を有して相殺するた
め、やはり回路出力端子ＯＵＴの動作点電圧はＶＣＣ／
２である。
【００１２】また、電源投入時等に、仮に回路出力端子
ＯＵＴの電圧の動作点がＶＣＣ／２より高い値になった
とすると、ローパスフィルタＬＰＦ出力電圧もＶＣＣ／
２より高くなるので、ＰＮＰトランジスタＱ１がオフす
る。 すると、上述したように本回路の出力端子ＯＵＴの電圧
は降下し、ＶＣＣ／２に等しい点で止まって安定する。
ＯＵＴの電圧の動作点がＶＣＣ／２より高い値になった
とすると、ローパスフィルタＬＰＦ出力電圧もＶＣＣ／
２より高くなるので、ＰＮＰトランジスタＱ１がオフす
る。 すると、上述したように本回路の出力端子ＯＵＴの電圧
は降下し、ＶＣＣ／２に等しい点で止まって安定する。
【００１３】なお、電圧増幅度に影響しないように、ロ
ーパスフィルタＬＰＦの入力インピーダンスを正相直結
増幅回路の出力インピーダンスより高く設定するため、
「抵抗器Ｒ０の抵抗値＞＞抵抗値Ｒ３の抵抗値」に選ぶ
。
ーパスフィルタＬＰＦの入力インピーダンスを正相直結
増幅回路の出力インピーダンスより高く設定するため、
「抵抗器Ｒ０の抵抗値＞＞抵抗値Ｒ３の抵抗値」に選ぶ
。
【００１４】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、正相直結
増幅回路の出力をローパスフィルタ経由で入力段に帰還
して直流帰還をかけたことにより、出力動作点を常に最
適電圧（多くの場合、電源電圧の約１／２）に自動的に
設定する効果がある。可変抵抗器による初期調整が不要
であり、電源電圧変動，温度変動，素子値の経年変動に
対しても、常にあらかじめ設計された最適設定点を維持
する利点がある。
増幅回路の出力をローパスフィルタ経由で入力段に帰還
して直流帰還をかけたことにより、出力動作点を常に最
適電圧（多くの場合、電源電圧の約１／２）に自動的に
設定する効果がある。可変抵抗器による初期調整が不要
であり、電源電圧変動，温度変動，素子値の経年変動に
対しても、常にあらかじめ設計された最適設定点を維持
する利点がある。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】図１に示したローパスフィルタ（ＬＰＦ）の一
実施例の回路図である。
実施例の回路図である。
Ｑ１，Ｑ３ ＰＮＰトランジスタＱ２ Ｎ
ＰＮトランジスタ Ｒ，Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４ 抵抗器Ｃ０
コンデンサ ＬＰＦ ローパスフィルタ ＦＩＮ ＬＰＦ入力端子 ＦＯＵＴ ＬＰＦ出力端子 Ｄ１，Ｄ２ ダイオード ＶＣＣ 正電源端子 ＩＮ 増幅回路入力端子 ＯＵＴ 増幅回路出力端子
ＰＮトランジスタ Ｒ，Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４ 抵抗器Ｃ０
コンデンサ ＬＰＦ ローパスフィルタ ＦＩＮ ＬＰＦ入力端子 ＦＯＵＴ ＬＰＦ出力端子 Ｄ１，Ｄ２ ダイオード ＶＣＣ 正電源端子 ＩＮ 増幅回路入力端子 ＯＵＴ 増幅回路出力端子
Claims (1)
- 【請求項１】 第１のトランジスタのベースを入力端
子とする正相直結増幅回路の入力端子に、前記第１のト
ランジスタに対し相補型であり且つエミッタが基準電圧
源に接続された第２のトランジスタのコレクタを接続し
、前記正相直結増幅回路の出力を入力とするローパスフ
ィルタの出力端子を前記第２のトランジスタのベースに
帰還接続することを特徴とする増幅回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3078086A JP2765257B2 (ja) | 1991-04-11 | 1991-04-11 | 増幅回路 |
| DE69214189T DE69214189T2 (de) | 1991-04-11 | 1992-04-07 | Transistorverstärker mit direkter Kopplung |
| EP92303048A EP0508711B1 (en) | 1991-04-11 | 1992-04-07 | Transistor direct-coupled amplifier |
| AU14782/92A AU650832B2 (en) | 1991-04-11 | 1992-04-08 | Transistor direct-coupled amplifier |
| US07/865,470 US5218323A (en) | 1991-04-11 | 1992-04-09 | Transistor direct-coupled amplifier |
| CA002065635A CA2065635C (en) | 1991-04-11 | 1992-04-09 | Transistor direct-coupled amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3078086A JP2765257B2 (ja) | 1991-04-11 | 1991-04-11 | 増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04312005A true JPH04312005A (ja) | 1992-11-04 |
| JP2765257B2 JP2765257B2 (ja) | 1998-06-11 |
Family
ID=13652039
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3078086A Expired - Lifetime JP2765257B2 (ja) | 1991-04-11 | 1991-04-11 | 増幅回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5218323A (ja) |
| EP (1) | EP0508711B1 (ja) |
| JP (1) | JP2765257B2 (ja) |
| AU (1) | AU650832B2 (ja) |
| CA (1) | CA2065635C (ja) |
| DE (1) | DE69214189T2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5793255A (en) * | 1996-07-12 | 1998-08-11 | Acs Wireless, Inc. | Tuned RF amplifier |
| CN1074610C (zh) * | 1998-04-27 | 2001-11-07 | 王斌 | 采用并联稳压热跟踪偏置电路的推挽电流放大器 |
| CN103019288A (zh) * | 2011-09-27 | 2013-04-03 | 联发科技（新加坡）私人有限公司 | 电压调节器 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1094807B (de) * | 1955-04-28 | 1960-12-15 | Siemens Ag | Verstaerkeranordnung mit in Kaskade geschalteten Transistoren |
| US3452281A (en) * | 1966-05-11 | 1969-06-24 | Gen Electric | Transistor amplifier circuit having diode temperature compensation |
| GB1297625A (ja) * | 1968-12-31 | 1972-11-29 | ||
| US3899742A (en) * | 1974-03-20 | 1975-08-12 | Beltone Electronics Corp | Amplifier apparatus having combined DC and AC degenerative feedback |
| DE3107581A1 (de) * | 1981-02-27 | 1982-09-16 | Tokyo Shibaura Denki K.K., Kawasaki, Kanagawa | Pegelschiebeschaltung |
| US4511857A (en) * | 1982-09-17 | 1985-04-16 | Gunderson Steven J | Output following intermediate cascode circuit |
-
1991
- 1991-04-11 JP JP3078086A patent/JP2765257B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-04-07 EP EP92303048A patent/EP0508711B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-04-07 DE DE69214189T patent/DE69214189T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-04-08 AU AU14782/92A patent/AU650832B2/en not_active Ceased
- 1992-04-09 US US07/865,470 patent/US5218323A/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-04-09 CA CA002065635A patent/CA2065635C/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU650832B2 (en) | 1994-06-30 |
| JP2765257B2 (ja) | 1998-06-11 |
| AU1478292A (en) | 1992-10-15 |
| DE69214189D1 (de) | 1996-11-07 |
| CA2065635C (en) | 1997-12-09 |
| US5218323A (en) | 1993-06-08 |
| DE69214189T2 (de) | 1997-02-06 |
| CA2065635A1 (en) | 1992-10-12 |
| EP0508711A1 (en) | 1992-10-14 |
| EP0508711B1 (en) | 1996-10-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19980303 |