JPH04328921A - 並列スペクトル拡散変調復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は並列スペクトル拡散変調
復調装置に係り、特に、並列ＳＳ（スペクトル拡散）方
式に符号間干渉抑圧技術を導入して、情報速度と符号間
干渉とのトレードオフを大巾に改善し、高速化を可能に
した、並列スペクトル拡散変調復調装置に関する。

【０００２】

【技術的背景】情報を扱う種々の分野において、決めら
れた制限の中で如何に情報量を高めるかは永遠のテーマ
でもある。近年の技術の進歩や方向は、高能率な符号化
技術や変復調技術で代表されると言っても過言ではなく
、たとえば通信分野での多値ＱＡＭ｛Ｑｕａｄｒａｔｕ
ｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；直
交振幅変調｝の移動通信への応用の例にも見られるよう
に、定められた周波数帯域の中で伝送速度を高める技術
の研究，開発が一般的と言える。 かかる分野における前途有望な通信方式の１つに、スペ
クトル拡散（Ｓｐｒｅａｄ　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：以下“
ＳＳ”とも記載する）変調復調方式がある。

【０００３】ＳＳ変調復調方式とは、変調側では情報信
号等を広帯域の雑音状の拡散符号により拡散変調して、
非常に広い周波数帯域に拡散すると共に、復調側では変
調側で使用する拡散符号と等価な拡散符号で逆拡散する
方式である。かかる変調復調方式を用いて通信を行なう
ＳＳ通信方式は、秘話性が非常に高く、外部干渉や雑音
，故意の妨害に強く、従来システムと共存でき、しかも
微弱な電力で送信でき、更に、疑似雑音符号を変えるこ
とにより同一周波数帯域内に多重できる等々多くの特長
があるので、現在では単に通信機器分野に止まらず各分
野での応用が進んでおり、民生機器への展開も始まりつ
つある。

【０００４】

【従来の技術】ＳＳ通信方式を含むＳＳ変調復調方式は
、ジャミングや狭帯域の干渉，及び伝送路の変動に強い
が、帯域の制限された伝送路においては、伝送するデー
タの持つ周波数帯域を非常に広い帯域に拡散して伝送す
るという性質がある。その特徴を生かそうとして拡散比
を取ると、伝送する信号の占有する帯域に対して、デー
タ速度が低くなるという短所がある。そこで、ＳＳ方式
の利点を極力損わないようにしてデータ速度の向上を図
ろうとして、ＳＳ方式の他の特徴である符号分割性を利
用した、ＳＳ方式による並列データ通信システムが、例
えば電子情報通信学会誌（ＩＥＩＣＥ）　Ａｕｇｕｓｔ
，４，５　’８９等に紹介されている。更に、データの
高速化に伴って並列チャンネル数が増加し、それと共に
系列間の相互相関による干渉の影響により性能が劣化す
ることに対する改善策として、Ｍ−ａｒｙ　ＳＳ方式に
よる並列データ通信システム等も、同誌に紹介されてい
る。

【０００５】ここで、ＳＳ方式による並列データ通信シ
ステムの原理について簡単に説明する。まず、送信（変
調）側では、通信データを直列→並列（シリパラ）変換
にて複数ｃｈ．（チャンネル）の、より低速なデータに
分割し、これを全ｃｈ．のデータの同期をとった後、各
ｃｈ．毎にＰＮ系列を用いて拡散して送信する。一方、
受信側では各ｃｈ．毎にデータを復調し、並列→直列（
パラシリ）変換によって最終的な受信データを得るもの
である。この様な並列データ通信システムには、拡散符
号として相互相関値を小さくできること等から、直交拡
散符号が用いられ、結果的に並列データ数を増すことが
できる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかるにこの方式では
、ＳＳ信号の伝送周波数帯域が広く取れており、ＳＳ信
号の伝送ロスが無い場合に効果が得られるもので、伝送
周波数帯域に制限が生じると、直交拡散符号の直交性が
損われることになり、相互相関値が大きくなって｛即ち
逆拡散出力における符号間干渉ノイズが大きくなり｝、
結果的に並列データ数があまり高められない等の問題が
生じる。

【０００７】また、このようなシステムは、伝送途上に
おいて混入してくる干渉波や雑音等においては、従来よ
りのＳＳ方式におけるプロセスゲインによる抑圧効果は
期待できるが、抑圧効果を更に高めるための性能は持ち
合せていない。そこで、妨害等に対する抑圧効果を更に
高めながら、この抑圧効果と情報速度とのｔｒａｄｅ　
ｏｆｆ（両立）問題を改善できる、並列型ＳＳ通信方式
（ＳＳ変調復調装置）の出現が渇望されていた。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明の並列スペクトル
拡散変調復調装置は、情報信号を直列／並列変換して低
速化したＮ個の低速化データを得、これらＮ個の低速化
データを夫々異なるＮ個の拡散符号でスペクトル拡散変
調を行ない、得られたＮ個のスペクトル拡散変調信号を
加算して複合スペクトル拡散変調信号として出力するよ
う構成したスペクトル拡散変調部と、複合スペクトル拡
散変調信号を入力して、入力信号のうち拡散符号のメイ
ンローブ帯域以上の高域干渉信号成分を除去する入力フ
ィルタを伝送させてからＮ個の復調回路に供給し、夫々
の信号を変調時に使用された拡散符号と夫々等価な拡散
符号にて逆拡散による復調を行なって得られたＮ個の低
速化データを並列／直列変換して元の情報信号を得るよ
う構成したスペクトル拡散復調部とを備えた並列スペク
トル拡散変調復調装置において、スペクトル拡散復調部
を構成するＮ個の逆拡散復調部に夫々独立した符号間干
渉ノイズ抑圧手段を設け、この抑圧手段にて符号間干渉
ノイズを低減してから各Ｎ個の逆拡散復調信号を並列／
直列変換して元の情報信号を得るよう構成することによ
り、上記課題を解決した。

【０００９】

【実施例】本発明の並列スペクトル拡散変調復調装置（
以下「並列ＳＳ変調復調装置」とも記載する）の一実施
例について、図面と共に説明する。図１は本発明の並列
ＳＳ変調復調装置１のブロック構成図であり、１０は変
調部、４０は復調部である。図中、２は直列／並列（シ
リパラ）変換器、３は加算器、４〜９は拡散符号発生回
路（ＰＮＧ）、１１〜２２は乗算器、２４及び２５〜２
７は伝達関数ＨＬ　（ｓ）　の夫々入力フィルタ及び等
化フィルタ（通常ＬＰＦ）、３７〜３９は逆数回路、２
８〜３０はＬＣＦ（ローカットフィルタ，高域濾波器）
、３１〜３３はＨＣＦ（ハイカットフィルタ，低域濾波
器）、４１〜４３はイコライザ回路、４４〜４６は減算
器、３４〜３６はＬＰＦ（低域濾波器）、４７〜４９は
波形整形回路、５０は並列／直列（パラシリ）変換器で
ある。なお、イコライザ回路４１〜４３の特性は、例え
ば本出願人の先願である特願平２−２５３６８９号に開
示されたものと同等な特性で良い。

【００１０】次に、本発明の並列ＳＳ変調復調装置１の
機能，動作について、図２のスペクトル図を併せ参照し
て説明する。まず変調部１０においては、入力端子Ｉｎ
１　よりデータ等の情報信号ｄ（ｔ）　を直列／並列変
換器２に供給して低速化情報ｄ１（ｔ），ｄ２（ｔ），
ｄ３（ｔ）に変換する。変換された低速化情報ｄ１（ｔ
）〜ｄ３（ｔ）は夫々のＳＳ変調部を構成する乗算器１
１〜１３に供給される。一方、入力端子Ｉｎ２，〜Ｉｎ
４　からはクロック信号Ｃ（ｔ）　が夫々ＰＮＧ４〜６
に供給されており、これらＰＮＧ４〜６はこのクロック
信号を基に互いに異なる拡散符号Ｐ１（ｔ）〜Ｐ３（ｔ
）（通常は擬似雑音符号）を生成して、夫々乗算器１１
〜１３の他方の入力端子に供給している。

【００１１】乗算器１１〜１３では、夫々低速化情報ｄ
１（ｔ）〜ｄ３（ｔ）の拡散符号Ｐ１（ｔ）〜Ｐ３（ｔ
）との乗算によるＳＳ変調を夫々行ない、ＳＳ信号ＳＳ
１（ｔ）｛図２（Ａ）参照｝，ＳＳ２（ｔ），ＳＳ３（
ｔ），即ちＰ１（ｔ）ｄ１（ｔ）〜Ｐ３（ｔ）ｄ３（ｔ
）を生成する。それら３個のＳＳ信号は加算器３にて加
算，合成されて、加算ＳＳ信号Ｓｍ（ｔ）｛図２（Ｂ）
参照｝となって、出力端子Ｏｕｔ１を介して例えばアン
テナ（図示せず）より出力される。従って、加算ＳＳ信
号Ｓｍ（ｔ）は、次式 　　Ｓｍ（ｔ）＝Ｐ１（ｔ）ｄ１（ｔ）＋Ｐ２（ｔ）ｄ
２（ｔ）＋Ｐ３（ｔ）ｄ３（ｔ）　　…………………　
（１） で表わされる。

【００１２】次に、復調部４０側の機能，動作について
、図２の周波数スペクトル図を併せ参照し乍ら説明する
。なお、乗算器１４，１７，２０から夫々波形整形回路
４７，４８，４９に至る各逆拡散復調部の構成及び動作
原理は同等なので、乗算器１４から波形整形回路４７に
至る１つの逆拡散復調部について主に説明する。但し、
ＰＮＧ７〜９で生成される拡散符号は互いに異なり、Ｐ
ＮＧ７，８，９の拡散符号は夫々Ｐ１（ｔ），Ｐ２（ｔ
），Ｐ３（ｔ）｛即ち夫々ＰＮＧ４，５，６で生成され
る拡散符号と同じ｝である。

【００１３】復調部４０の入力端子Ｉｎ５　から、加算
ＳＳ信号Ｓｍ（ｔ）を入力フィルタ２４に供給し、ここ
で不要な周波数帯域の雑音成分｛拡散信号のメインロー
ブ以外の周波数成分｝等を除去した後、各逆拡散復調部
へ伝送する。その際、加算ＳＳ信号Ｓｍ（ｔ）は入力フ
ィルタ２４でその情報の一部が損われて、Ｓｍ’（ｔ）
　となる。即ち、と表わされる。即ち、Ｐ１’（ｔ）＊
ｄ１（ｔ），Ｐ２’（ｔ）＊ｄ２（ｔ），Ｐ３’（ｔ）
＊ｄ３（ｔ）が損失情報であり、かかる加算ＳＳ信号Ｓ
ｍ’（ｔ）　は、逆拡散用の乗算器１４，１７，及び２
０に供給される。

【００１４】一方、入力端子Ｉｎ６　〜Ｉｎ８　からの
クロック信号Ｃ（ｔ）　を基にＰＮＧ７〜９で生成され
る拡散符号Ｐ１（ｔ）〜Ｐ３（ｔ）は、夫々変調時の拡
散符号Ｐ１（ｔ）〜Ｐ３（ｔ）と同時間に同一符号とし
て発生しているものである。拡散符号Ｐ１（ｔ）は、上
記入力フィルタ２４と伝達関数の等しい等化フィルタ２
５を通過した際、その特性によりＰ１（ｔ）−Ｐ１’（
ｔ）　となって、逆数回路３７と乗算器１５に供給され
る。そして、逆数回路３７からは　１／｛Ｐ１（ｔ）−
Ｐ１’（ｔ）｝なる逆数信号が出力され、逆拡散用の乗
算器１４及び１６に供給される。従って、乗算器１４の
出力ＳＤ１（ｔ）　は、 となる。この式で、右辺第１項は復調された低速化情報
ｄ１（ｔ）であり、同第２項は他のＳＳ信号との同期の
とれない拡散信号成分である｛図２（Ｃ）参照｝。

【００１５】かかる逆拡散出力ＳＤ１（ｔ）　は、減算
器４４に供給されると共に、情報除去用のＬＣＦ２８に
供給されて、ここで低速化情報ｄ１（ｔ）と、この周波
数帯域に含まれる拡散成分の一部が、図２（Ｄ）　に曲
線ａで示す如く除去される。その除去成分をＵ（ｔ）　
とすると、ＬＣＦ２８の出力Ｓ１（ｔ）は、 となる。かかるフィルタ出力Ｓ１（ｔ）は、乗算器１５
にて上記補正された拡散符号Ｐ１（ｔ）−Ｐ１’（ｔ）
　を乗算されて、次式のような出力Ｓ２（ｔ）が得られ
る。

【００１６】 　　この乗算出力Ｓ２（ｔ）は、図２（Ｅ）　に示すよ
うなスペクトルとなるが、この図において、曲線ｂ，ｃ
，ｄは夫々｛Ｐ２（ｔ）−Ｐ２’（ｔ）｝ｄ２（ｔ），
｛Ｐ３（ｔ）−Ｐ３’（ｔ）｝ｄ３（ｔ），及び｛Ｐ１
（ｔ）−Ｐ１’（ｔ）｝Ｕ（ｔ）（破線は負成分である
ことを表わす）を示している。かかる乗算出力Ｓ２（ｔ
）を次段のＨＣＦ３１に供給すると、ＨＣＦ３１は図２
（Ｆ）　から察せられるように、ＳＳ周波数帯域のメイ
ンローブの高域に遮断周波数を有するフィルタなので、
これにより、上記信号成分ｂ，ｃ，ｄは夫々図２（Ｆ）
　のｅ，ｆ，ｇとなり、数式で表現すると、 となる。

【００１７】かかるＨＣＦ出力Ｓ３（ｔ）は乗算器１６
に供給されて、ここで上記逆数回路３７からの逆数化拡
散符号１／｛Ｐ１（ｔ）−Ｐ１’（ｔ）｝との乗算が行
なわれ、その出力としてＳ４（ｔ）が得られる｛図２（
Ｇ）　参照｝。これを数式で表現すると、 　　第７式中、右辺の第３項は希望しない信号成分であ
り、Ｇ（ｔ）　を１にすれば、この第３項は０にできる
。

【００１８】即ち、第１０式において、拡散符号Ｐ１（
ｔ）のパワースペクトルを１とし、等化フィルタ２５に
より削られる成分Ｐ１’（ｔ）　を０．２　、ＨＣＦ３
１により除かれる成分Ｐ１”（ｔ）　を０．３　とすれ
ば、合計した値は０．３７５　となり、Ｇ（ｔ）　を２
．６７倍すればＧ（ｔ）　＝１となる。次段のイコライ
ザ回路４１はＧ（ｔ）　の値を１にする働きを有し、従
って、イコライザ回路４１の出力Ｓ５（ｔ）は、Ｓ５（
ｔ）＝［｛Ｐ２（ｔ）−Ｐ２’（ｔ）｝ｄ２（ｔ）−Ｖ
１（ｔ）］／｛Ｐ１（ｔ）−Ｐ１’（ｔ）｝＋［｛Ｐ３
（ｔ）−Ｐ３’（ｔ）｝ｄ３（ｔ）−Ｖ２（ｔ）］／｛
Ｐ１（ｔ）−Ｐ１’（ｔ）｝……（１１）となる。要す
るに、情報除去用のフィルタであるＬＣＦ２８により拡
散成分の一部がＵ（ｔ）　として失われるが、Ｇ（ｔ）
　＝１にすればＵ（ｔ）　＝０となり、失われた拡散成
分が図２（Ｈ）　に示すように生成されたことを意味し
、情報除去用のＬＣＦ２８の低域遮断周波数ｆｃ　より
も低い周波数帯域を２．６７倍増強する特性をこのイコ
ライザ回路４１に持たせて、Ｇ（ｔ）　＝１となるよう
にしているわけである。なお、第１１式中のＶ１（ｔ）
及びＶ２（ｔ）は、第８，９式に夫々示されるような拡
散成分であり、そのパワースペクトルは図２（Ｈ）　に
破線ｋで示したように非常に小さいので、近似的に省略
しても良い。

【００１９】以上の動作原理により、イコライザ回路４
１の出力Ｓ５（ｔ）は、 となる。即ち、これは前記第３式の右辺第２項と同じ値
であり、これを次段の減算器４４に供給して、前記逆拡
散復調出力ＳＤ１（ｔ）　と引算することにより拡散成
分は打消されて、ほぼ低速化情報ｄ１（ｔ）のみが得ら
れる。この引算出力には、実際には情報周波数帯域以外
の雑音も、図２（Ｉ）　に破線ｌで示すように含まれて
いるので、この不要な雑音成分ｌを次段のＬＰＦ３４で
除去している。 そして、次段の波形整形回路４７でロジック信号として
波形を整形した後、並列／直列変換器５０に供給し、こ
こで波形整形回路４８及び４９からの低速化情報ｄ２（
ｔ）及びｄ３（ｔ）を時系列的に加算，合成して、元の
復調情報データｄ（ｔ）　を復元し、出力端子Ｏｕｔ２
より出力するわけである。

【００２０】なお、前記したように、乗算器１７，２０
から夫々波形整形回路４８，４９に至る各逆拡散復調部
の基本的動作は、以上の乗算器１４乃至波形整形回路４
７の動作原理と同等なので、その説明を省略する。また
、以上の説明においては、低速化データの数Ｎを３とし
たが、変調部１０の拡散復調部の数と復調部４０の逆拡
散復調部の数が等しければ、３に限らず他の数でも良い
。

【００２１】

【発明の効果】叙上の如く、本発明の並列スペクトル拡
散変調復調装置によれば、干渉波や妨害波，雑音等の抑
圧効果を持たせ乍ら、情報速度と符号間干渉とのトレー
ドオフを大幅に改善し得、高速化を可能とした並列ＳＳ
変調復調装置を実現できる。これにより、ＳＳ通信装置
の復調用として幅広い応用が可能となり、例えば車載用
無線電話機やコードレステレホン等の普及，発展にも寄
与し得るという優れた特長を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の並列スペクトル拡散変調復調装置の一
実施例のブロック図である。

【図２】本発明の並列ＳＳ変調復調装置の動作説明用信
号スペクトル図である。

【符号の説明】

１　　並列スペクトル拡散変調復調装置２　　直列／並
列変換器 ３　　加算器 ４〜９　　拡散符号発生回路（ＰＮＧ）１１〜２２　　
乗算器 ２４　　入力フィルタ ２５〜２７　　等化フィルタ ２８〜３０　　ＬＣＦ（ローカットフィルタ）３１〜３
３　　ＨＣＦ（ハイカットフィルタ）３４〜３６　　Ｌ
ＰＦ（低域濾波器） ３７〜３９　　逆数回路 ４４〜４６　　減算器 ４１〜４３　　イコライザ回路 ４７〜４９　　波形整形回路 ５０　　並列／直列変換器。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】データ等の情報信号を直列／並列変換して
   低速化したＮ個（Ｎは２以上の整数）の低速化データを
   得、該得られたＮ個の低速化データを夫々異なるＮ個の
   拡散符号でスペクトル拡散変調を行ない、該得られたＮ
   個のスペクトル拡散変調信号を加算して複合スペクトル
   拡散変調信号として出力するよう構成したスペクトル拡
   散変調部と、複合スペクトル拡散変調信号を入力して、
   該入力信号のうち拡散符号のメインローブ帯域以上の高
   域干渉信号成分を除去する入力フィルタを伝送させてか
   らＮ個の復調回路に供給し、夫々の信号を変調時に使用
   された拡散符号と夫々等価な拡散符号にて逆拡散による
   復調を行なって得られたＮ個の低速化データを並列／直
   列変換して元の情報信号を得るよう構成したスペクトル
   拡散復調部とを備えた並列スペクトル拡散変調復調装置
   であって、上記スペクトル拡散復調部を構成するＮ個の
   逆拡散復調部に夫々独立した符号間干渉ノイズ抑圧手段
   を設け、該抑圧手段にて符号間干渉ノイズを低減してか
   ら各Ｎ個の逆拡散復調信号を並列／直列変換して元の情
   報信号を得るよう構成したことを特徴とする、並列スペ
   クトル拡散変調復調装置。
2. 【請求項２】スペクトル拡散復調部を構成する複数の逆
   拡散復調部における符号間干渉ノイズ抑圧手段として、
   逆拡散用の拡散符号を上記入力フィルタと略等しい伝達
   関数を有する等化フィルタと、拡散符号発生回路からの
   拡散符号信号を該等化フィルタを伝送させることにより
   得られる補正拡散符号の逆数をとる逆数回路と、該逆数
   回路の出力を上記入力フィルタの出力信号に乗算するこ
   とにより逆拡散を行なう第１の乗算器と、該乗算器の出
   力信号のうち復調情報信号成分を除去するローカットフ
   ィルタと、該ローカットフィルタの出力に上記補正拡散
   符号を乗算する第２の乗算器と、該第２の乗算器の出力
   のうち高域周波数成分を除去するハイカットフィルタと
   、該ハイカットフィルタの出力に上記逆数回路の出力を
   乗算する第３の乗算器と、該第３の乗算器で得られた拡
   散干渉信号のスペクトルを上記第１の乗算器出力中の拡
   散干渉信号のスペクトルに略等しくなるよう補正するイ
   コライザ回路と、該イコライザ回路の出力と上記第１の
   乗算器出力との減算を行なう減算器と、該減算器出力の
   うち上記復調情報信号以上の高域周波数成分を除去する
   低域濾波器とを備えて構成したことを特徴とする、請求
   項１記載の並列スペクトル拡散変調復調装置。