JPH04331461A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH04331461A JPH04331461A JP3126476A JP12647691A JPH04331461A JP H04331461 A JPH04331461 A JP H04331461A JP 3126476 A JP3126476 A JP 3126476A JP 12647691 A JP12647691 A JP 12647691A JP H04331461 A JPH04331461 A JP H04331461A
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- power supply
- smoothing
- rectifying
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC
- G05F1/32—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices
- G05F1/33—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices with plural windings through which current to be controlled is conducted
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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- G05F1/34—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices combined with discharge tubes or semiconductor devices
- G05F1/38—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices combined with discharge tubes or semiconductor devices semiconductor devices only
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4241—Arrangements for improving power factor of AC input using a resonant converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源の高調波歪を
抑制することのできるスイッチング電源装置に関する。
抑制することのできるスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、商用交流入力電源の高調波歪を低
減する対策としては、「電気協同研究」第４６巻第２号
に解説されているように、交流リアクトル挿入方式、ア
クティブ平滑フィルタ方式、トランス方式が検討されて
いる。
減する対策としては、「電気協同研究」第４６巻第２号
に解説されているように、交流リアクトル挿入方式、ア
クティブ平滑フィルタ方式、トランス方式が検討されて
いる。
【０００３】上記交流リアクトル挿入方式とは、家電汎
用品の基本的な代表例である全波整流・コンデンサ平滑
回路の交流入力側に交流リアクトルを挿入したもので、
交流リアクトルのインピーダンス分でコンデンサへの充
電電流が制限されて、導通角が広がり、高調波成分を減
らすことができるものである。
用品の基本的な代表例である全波整流・コンデンサ平滑
回路の交流入力側に交流リアクトルを挿入したもので、
交流リアクトルのインピーダンス分でコンデンサへの充
電電流が制限されて、導通角が広がり、高調波成分を減
らすことができるものである。
【０００４】上記アクティブ平滑フィルタ方式とは、構
成する回路的には上記全波整流・コンデンサ平滑回路の
代わりに、入力電圧よりも出力電圧を高くした非絶縁型
のスイッチングレギュレータである昇圧型チョッパ・コ
ンバータを付加したものである。動作としては、以下の
通りである。ブリッジ整流器で両波整流された脈波形を
、数十ｋＨｚ以上の周波数で全周期にわたりスイッチす
る。このため入力電流波形はスイッチング電流の周期ご
との平均値となり、負荷に大きなコンデンサがあったと
しても、あたかも純抵抗負荷と等価となり、入力のスイ
ッチング電流はマクロ的には正弦波状で流れ、高調波の
低減が可能となる。
成する回路的には上記全波整流・コンデンサ平滑回路の
代わりに、入力電圧よりも出力電圧を高くした非絶縁型
のスイッチングレギュレータである昇圧型チョッパ・コ
ンバータを付加したものである。動作としては、以下の
通りである。ブリッジ整流器で両波整流された脈波形を
、数十ｋＨｚ以上の周波数で全周期にわたりスイッチす
る。このため入力電流波形はスイッチング電流の周期ご
との平均値となり、負荷に大きなコンデンサがあったと
しても、あたかも純抵抗負荷と等価となり、入力のスイ
ッチング電流はマクロ的には正弦波状で流れ、高調波の
低減が可能となる。
【０００５】上記トランス方式とは、トランスのチョー
ク効果と２次側低電圧化による電流導通角の拡大により
、高調波の低減ができるものである。
ク効果と２次側低電圧化による電流導通角の拡大により
、高調波の低減ができるものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記交流リ
アクトル挿入方式、上記アクティブ平滑フィルタ方式、
上記トランス方式にはそれぞれ以下のような欠点がある
。
アクトル挿入方式、上記アクティブ平滑フィルタ方式、
上記トランス方式にはそれぞれ以下のような欠点がある
。
【０００７】上記交流リアクトル挿入方式では、装置の
重量、大きさが大であり高コストである。特に、交流リ
アクトルは、他の部品と比べても高価である。また、交
流平滑直流電圧が低下するため、後段のスイッチレギュ
レータの再設計が必要となり、効率が低下する。さらに
、装置の漏洩磁束による電子機器への影響もある。
重量、大きさが大であり高コストである。特に、交流リ
アクトルは、他の部品と比べても高価である。また、交
流平滑直流電圧が低下するため、後段のスイッチレギュ
レータの再設計が必要となり、効率が低下する。さらに
、装置の漏洩磁束による電子機器への影響もある。
【０００８】上記アクティブ平滑フィルタ方式では、ス
イッチング半導体から発生する電磁妨害（ＥＭＩ）の発
生によるノイズレベルが増大する。また、スイッチング
電源の機能の他に入力電圧と入力電流が比例するように
するスイッチング制御の手段と、起動回路やソフト機能
等のため回路が複雑となり構成部品点数が増大し、高コ
ストとなる。さらに、非絶縁システムのため後段のスイ
ッチングレギュレータで絶縁しなければならない。
イッチング半導体から発生する電磁妨害（ＥＭＩ）の発
生によるノイズレベルが増大する。また、スイッチング
電源の機能の他に入力電圧と入力電流が比例するように
するスイッチング制御の手段と、起動回路やソフト機能
等のため回路が複雑となり構成部品点数が増大し、高コ
ストとなる。さらに、非絶縁システムのため後段のスイ
ッチングレギュレータで絶縁しなければならない。
【０００９】上記トランス方式では、小容量（３０Ｗ以
下）の電子機器に限定されるが商品化するには機器が大
型化する。
下）の電子機器に限定されるが商品化するには機器が大
型化する。
【００１０】以上の３方式の欠点を検討すると装置の大
型化という問題から上記交流リアクトル挿入方式と上記
トランス方式は現状の技術では商品性において充分では
ない。上記アクティブ平滑フィルタ方式ではアクティブ
平滑フィルタ部とスイッチングトランジスタを含めた集
積化を解決すれば実用化可能である。
型化という問題から上記交流リアクトル挿入方式と上記
トランス方式は現状の技術では商品性において充分では
ない。上記アクティブ平滑フィルタ方式ではアクティブ
平滑フィルタ部とスイッチングトランジスタを含めた集
積化を解決すれば実用化可能である。
【００１１】上記アクティブ平滑フィルタ方式を用いた
アクティブフィルタ回路の、回路方式は「電子技術」１
９９０年３月特別増大号に解説されているように、非絶
縁形昇圧チョッパー回路が、スイッチング周波数固定の
ＰＷＭ（パルス幅変調）方式かスイッチング周波数可変
のＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式による
。問題点としては、台形波あるいは三角波でスイッチン
グ半導体がＯＮ−ＯＦＦのスイッチング動作を繰り返す
ため、半導体から発生する電磁波妨害レベルが大きいこ
と。また、絶縁形の場合フライバックコンバータとなり
電力損失の増加とさらにノイズレベルが増大すること。 さらに、スイッチング電源の機能の他に入力電圧と入力
電流を検出し、入力電圧に入力電流が比例するようにす
る手段と、起動回路やソフト機能のため回路が複雑とな
り構成部品点数が増大し高コストとなる。
アクティブフィルタ回路の、回路方式は「電子技術」１
９９０年３月特別増大号に解説されているように、非絶
縁形昇圧チョッパー回路が、スイッチング周波数固定の
ＰＷＭ（パルス幅変調）方式かスイッチング周波数可変
のＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式による
。問題点としては、台形波あるいは三角波でスイッチン
グ半導体がＯＮ−ＯＦＦのスイッチング動作を繰り返す
ため、半導体から発生する電磁波妨害レベルが大きいこ
と。また、絶縁形の場合フライバックコンバータとなり
電力損失の増加とさらにノイズレベルが増大すること。 さらに、スイッチング電源の機能の他に入力電圧と入力
電流を検出し、入力電圧に入力電流が比例するようにす
る手段と、起動回路やソフト機能のため回路が複雑とな
り構成部品点数が増大し高コストとなる。
【００１２】また、従来の交流入力電圧の変化と負荷変
動に対して、交流リップル電圧を５０ｍＶ以下に抑制し
て、直流出力電圧を一定に保持するスイッチング電源方
式では、交流入力整流平滑用コンデンサとして大静電容
量の電解コンデンサが用いられ、例えば負荷電力が１５
０Ｗで上記交流入力整流用コンデンサを８２０μＦとし
た時には、図２に示すようにコンデンサを充電する多く
の高調波成分を含んだ交流ライン電流が流れ正弦波の商
用交流電圧の波形歪が生じ、力率は０．５〜０．７であ
る。
動に対して、交流リップル電圧を５０ｍＶ以下に抑制し
て、直流出力電圧を一定に保持するスイッチング電源方
式では、交流入力整流平滑用コンデンサとして大静電容
量の電解コンデンサが用いられ、例えば負荷電力が１５
０Ｗで上記交流入力整流用コンデンサを８２０μＦとし
た時には、図２に示すようにコンデンサを充電する多く
の高調波成分を含んだ交流ライン電流が流れ正弦波の商
用交流電圧の波形歪が生じ、力率は０．５〜０．７であ
る。
【００１３】そこで、本発明は、上述のような実情に鑑
みて提案されたものであり、スイッチング周波数固定の
共振周波数制御方式共振コンバータ回路によるスイッチ
ング電源システムによってアクティブフィルタ回路を構
成し、力率を改善することを目的としたものである。
みて提案されたものであり、スイッチング周波数固定の
共振周波数制御方式共振コンバータ回路によるスイッチ
ング電源システムによってアクティブフィルタ回路を構
成し、力率を改善することを目的としたものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上述の問題点を解決する
ために、本発明に係るスイッチング電源装置は、商用交
流入力電源を整流平滑する回路として小容量コンデンサ
を用いた整流平滑回路と、上記整流平滑回路からの出力
をスイッチング制御するスイッチング周波数を固定させ
た自励発振回路を含む共振周波数制御方式共振コンバー
タ回路と、上記共振周波数制御方式共振コンバータ回路
からの出力が供給される１次巻線と、この１次巻線に対
して絶縁された２次巻線と、それぞれの巻線の巻線方向
が互いに直交する被制御巻線及び制御巻線とを有するト
ランス回路部と、上記トランス回路部からの直流出力電
圧の平均値を一定とする向きに上記トランス回路部の制
御巻線の制御電流を制御する制御回路と、上記トランス
回路部からの直流出力電圧のリップル電圧を負荷電力と
ともに決定する整流平滑コンデンサを含む整流平滑回路
とを有して構成している。
ために、本発明に係るスイッチング電源装置は、商用交
流入力電源を整流平滑する回路として小容量コンデンサ
を用いた整流平滑回路と、上記整流平滑回路からの出力
をスイッチング制御するスイッチング周波数を固定させ
た自励発振回路を含む共振周波数制御方式共振コンバー
タ回路と、上記共振周波数制御方式共振コンバータ回路
からの出力が供給される１次巻線と、この１次巻線に対
して絶縁された２次巻線と、それぞれの巻線の巻線方向
が互いに直交する被制御巻線及び制御巻線とを有するト
ランス回路部と、上記トランス回路部からの直流出力電
圧の平均値を一定とする向きに上記トランス回路部の制
御巻線の制御電流を制御する制御回路と、上記トランス
回路部からの直流出力電圧のリップル電圧を負荷電力と
ともに決定する整流平滑コンデンサを含む整流平滑回路
とを有して構成している。
【００１５】
【作用】小容量コンデンサを用いた整流平滑回路と共振
周波数制御方式共振コンバータ回路によって構成された
アクティブ平滑フィルタにより商用電源の高調波電流を
低減させる力率の改善が達成できる。
周波数制御方式共振コンバータ回路によって構成された
アクティブ平滑フィルタにより商用電源の高調波電流を
低減させる力率の改善が達成できる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明に係るスイッチング電源装置の
実施例について図面を参照しながら説明する。図１は本
発明の実施例となる力率改善用スイッチング電源装置を
示す回路図である。
実施例について図面を参照しながら説明する。図１は本
発明の実施例となる力率改善用スイッチング電源装置を
示す回路図である。
【００１７】図１の力率改善用スイッチング電源装置の
実施例の構成は次の通りである。直流入力電源としては
、例えば商用交流入力電源１をダイオードブリッジ形の
全波整流器２及び小容量コンデンサ３にて整流し平滑す
ることにより得ている。
実施例の構成は次の通りである。直流入力電源としては
、例えば商用交流入力電源１をダイオードブリッジ形の
全波整流器２及び小容量コンデンサ３にて整流し平滑す
ることにより得ている。
【００１８】この直流入力電源は、コンバータ駆動トラ
ンス５の１次巻線Ｎａ を介し、コンデンサ６と電源レ
ギュレーショントランス７の１次巻線Ｎ１ の漏洩イン
ダクタンスとよりなる直列共振回路に供給されている。
ンス５の１次巻線Ｎａ を介し、コンデンサ６と電源レ
ギュレーショントランス７の１次巻線Ｎ１ の漏洩イン
ダクタンスとよりなる直列共振回路に供給されている。
【００１９】コンバータ駆動トランス５は、１次巻線Ｎ
ａ 、２つの２次巻線ＮＢ１、ＮＢ２を有する。コンバ
ータ駆動トランス５の２次巻線ＮＢ１、ＮＢ２に関連し
て、上記直流入力電源の電流をオン、オフするための共
振コンバータ回路４が設けられている。
ａ 、２つの２次巻線ＮＢ１、ＮＢ２を有する。コンバ
ータ駆動トランス５の２次巻線ＮＢ１、ＮＢ２に関連し
て、上記直流入力電源の電流をオン、オフするための共
振コンバータ回路４が設けられている。
【００２０】この共振コンバータ回路４は、エミッタ・
ベース間にダイオードＤＢ１が接続されたスイッチング
トランジスタＱ１ 及び、ベース・接地間にダイオード
ＤＢ２が接続されたスイッチングトランジスタＱ２ と
が直列に接続され、トランジスタＱ１ は上記直流入力
電源とコンバータ駆動トランス５の１次巻線Ｎａ との
間に挿入接続され、トランジスタＱ２ はコンバータ駆
動トランス５の１次巻線Ｎａ と接地との間に挿入され
ている。トランジスタＱ１ のエミッタ・ベース間には
、ダイオードＤＢ１と並列に、コンバータ駆動トランス
５の２次巻線ＮＢ１と抵抗ＲＢ１とコンデンサＣＢ１と
の直列共振回路が接続され、トランジスタＱ２ のエミ
ッタ・ベース間には、ダイオードＤＢ２と並列に、コン
バータ駆動トランス５の２次巻線ＮＢ２と抵抗ＲＢ１と
コンデンサＣＢ１との直列共振回路が接続されている。 さらに、上記直流入力電源とスイッチングトランジスタ
Ｑ１ のベースとの間には、起動用の抵抗ＲＳ１が挿入
接続され、スイッチングトランジスタＱ２ のコレクタ
・ベース間には起動用の抵抗ＲＳ２が挿入接続されてい
る。
ベース間にダイオードＤＢ１が接続されたスイッチング
トランジスタＱ１ 及び、ベース・接地間にダイオード
ＤＢ２が接続されたスイッチングトランジスタＱ２ と
が直列に接続され、トランジスタＱ１ は上記直流入力
電源とコンバータ駆動トランス５の１次巻線Ｎａ との
間に挿入接続され、トランジスタＱ２ はコンバータ駆
動トランス５の１次巻線Ｎａ と接地との間に挿入され
ている。トランジスタＱ１ のエミッタ・ベース間には
、ダイオードＤＢ１と並列に、コンバータ駆動トランス
５の２次巻線ＮＢ１と抵抗ＲＢ１とコンデンサＣＢ１と
の直列共振回路が接続され、トランジスタＱ２ のエミ
ッタ・ベース間には、ダイオードＤＢ２と並列に、コン
バータ駆動トランス５の２次巻線ＮＢ２と抵抗ＲＢ１と
コンデンサＣＢ１との直列共振回路が接続されている。 さらに、上記直流入力電源とスイッチングトランジスタ
Ｑ１ のベースとの間には、起動用の抵抗ＲＳ１が挿入
接続され、スイッチングトランジスタＱ２ のコレクタ
・ベース間には起動用の抵抗ＲＳ２が挿入接続されてい
る。
【００２１】次に、電源レギュレーショントランス７は
絶縁された１次巻線Ｎ１ と２次巻線Ｎ２ 、及び制御
巻線ＮＣ を有し、図５に示すように、上記巻線Ｎ１
、Ｎ２ の巻回方向に対して直交する方向に上記制御巻
線ＮＣ を巻回している。電源レギュレーショントラン
ス７の２次巻線Ｎ２ にはダイオードＤ１ 、Ｄ２ 、
Ｄ３ と平滑コンデンサＣ０ 、Ｃ０ ′を有する整流
平滑回路８が接続されており、この整流平滑回路８から
の直流出力電圧は、制御回路９により制御電流に変換さ
れて電源レギュレーショントランス７の制御巻線ＮＣ
に送られている。
絶縁された１次巻線Ｎ１ と２次巻線Ｎ２ 、及び制御
巻線ＮＣ を有し、図５に示すように、上記巻線Ｎ１
、Ｎ２ の巻回方向に対して直交する方向に上記制御巻
線ＮＣ を巻回している。電源レギュレーショントラン
ス７の２次巻線Ｎ２ にはダイオードＤ１ 、Ｄ２ 、
Ｄ３ と平滑コンデンサＣ０ 、Ｃ０ ′を有する整流
平滑回路８が接続されており、この整流平滑回路８から
の直流出力電圧は、制御回路９により制御電流に変換さ
れて電源レギュレーショントランス７の制御巻線ＮＣ
に送られている。
【００２２】この制御回路９は、上記直流出力電圧が分
圧抵抗Ｒ１ 、Ｒ２ を介してベースに供給されるトラ
ンジスタＱ３ と、このトランジスタＱ３ のエミッタ
に接続された抵抗Ｒ３ 及び基準電圧用のツェナーダイ
オードＤＫ と、このトランジスタＱ３のコレクタに抵
抗Ｒ４ と共にベースが接続されたトランジスタＱ４
と、トランジスタＱ３ 、Ｑ４ のそれぞれのベース間
に挿入接続された帰還コンデンサＣｆ とを有している
。
圧抵抗Ｒ１ 、Ｒ２ を介してベースに供給されるトラ
ンジスタＱ３ と、このトランジスタＱ３ のエミッタ
に接続された抵抗Ｒ３ 及び基準電圧用のツェナーダイ
オードＤＫ と、このトランジスタＱ３のコレクタに抵
抗Ｒ４ と共にベースが接続されたトランジスタＱ４
と、トランジスタＱ３ 、Ｑ４ のそれぞれのベース間
に挿入接続された帰還コンデンサＣｆ とを有している
。
【００２３】次に、以上のような構成を有するスイッチ
ング電源装置の概略的な動作を説明する。例えば１００
Ｖの商用交流電源１からの交流出力を、ダイオードブリ
ッジ型の全波整流器２および小容量コンデンサ３にて整
流平滑する。ここで、上記小容量コンデンサ３の値を０
．１〜０．２２μＦとすると直流入力電圧Ｅｉ は図３
に示すように正弦波の脈流電圧を得て、共振コンバータ
回路４と、コンバータ駆動トランス５を介して図５に示
される電源レギュレーショントランス７に供給される。 制御回路９は、上記電源レギュレーショントランス７の
２次巻線Ｎ２ に得られる直流出力電圧の平均値を検出
して、平均値が一定となるように制御巻線Ｎｃ に流れ
る直流制御電流Ｉｃ を制御している。
ング電源装置の概略的な動作を説明する。例えば１００
Ｖの商用交流電源１からの交流出力を、ダイオードブリ
ッジ型の全波整流器２および小容量コンデンサ３にて整
流平滑する。ここで、上記小容量コンデンサ３の値を０
．１〜０．２２μＦとすると直流入力電圧Ｅｉ は図３
に示すように正弦波の脈流電圧を得て、共振コンバータ
回路４と、コンバータ駆動トランス５を介して図５に示
される電源レギュレーショントランス７に供給される。 制御回路９は、上記電源レギュレーショントランス７の
２次巻線Ｎ２ に得られる直流出力電圧の平均値を検出
して、平均値が一定となるように制御巻線Ｎｃ に流れ
る直流制御電流Ｉｃ を制御している。
【００２４】上記直流出力電圧のリップル電圧は負荷電
力と整流平滑回路８の整流平滑用コンデンサＣ０ の静
電容量で決定され交流入力電流が入力電圧とほぼ相似で
ある波形になるように制御されるため、図３のように交
流入力電源周波数の２倍の正弦波形の直流出力電圧Ｅ０
となる。
力と整流平滑回路８の整流平滑用コンデンサＣ０ の静
電容量で決定され交流入力電流が入力電圧とほぼ相似で
ある波形になるように制御されるため、図３のように交
流入力電源周波数の２倍の正弦波形の直流出力電圧Ｅ０
となる。
【００２５】スイッチングトランジスタＱ１ 、Ｑ２
で構成される共振コンバータ回路４では、スイッチング
周波数が自励発振回路を構成するコンバータ駆動トラン
ス５の２次巻線ＮＢ１と抵抗ＲＢ１とコンデンサＣＢ１
及び上記コンバータ駆動トランス５の２次巻線ＮＢ２と
抵抗ＲＢ２とコンデンサＣＢ２とによって固定され、直
列共振コンデンサ６と電源レギュレーショントランス７
の１次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンスによって、構成さ
れる直列共振回路で得られる高周波の正弦波電流Ｉ１
は、スイッチングトランジスタＱ１ 、Ｑ２ に図４に
示すようにそれぞれ電流ＩＣＰ１ 、ＩＣＰ２ として
流れる。
で構成される共振コンバータ回路４では、スイッチング
周波数が自励発振回路を構成するコンバータ駆動トラン
ス５の２次巻線ＮＢ１と抵抗ＲＢ１とコンデンサＣＢ１
及び上記コンバータ駆動トランス５の２次巻線ＮＢ２と
抵抗ＲＢ２とコンデンサＣＢ２とによって固定され、直
列共振コンデンサ６と電源レギュレーショントランス７
の１次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンスによって、構成さ
れる直列共振回路で得られる高周波の正弦波電流Ｉ１
は、スイッチングトランジスタＱ１ 、Ｑ２ に図４に
示すようにそれぞれ電流ＩＣＰ１ 、ＩＣＰ２ として
流れる。
【００２６】入力電圧Ｅｉ が１０Ｖ以下では上記高周
波の正弦波電流Ｉ１ は流れず、図３で示す交流入力電
流ＩＡＣのデッドタイムｔｄ が生じ、該交流入力電流
ＩＡＣは連続しないが、負荷電力がゼロクロス付近の入
力電力に対してあまり影響しないために力率の低下はほ
とんど影響しない。
波の正弦波電流Ｉ１ は流れず、図３で示す交流入力電
流ＩＡＣのデッドタイムｔｄ が生じ、該交流入力電流
ＩＡＣは連続しないが、負荷電力がゼロクロス付近の入
力電力に対してあまり影響しないために力率の低下はほ
とんど影響しない。
【００２７】実験によれば、図１に示す本実施例におい
て、負荷電力を１５０Ｗ、スイッチング周波数を１００
ｋＨｚに設定し、小容量平滑コンデンサＣｉは０．２２
μＦ／２００Ｖ、整流平滑用回路８の整流平滑用電解コ
ンデンサＣ０ は１００μＦ／１６０Ｖ、同じく上記整
流平滑用回路８の整流平滑用電解コンデンサＣ０ ′は
１０００μＦ／２５Ｖ、及び制御回路９の帰還コンデン
サＣｆ を４７μＦ／６．３Ｖとした時の動作波形は図
３に示すようになり、力率は０．９６となった。上記交
流入力電流ＩＡＣの高調波歪が低減して、交流入力電圧
ＶＡＣは正弦波形に改善されている。
て、負荷電力を１５０Ｗ、スイッチング周波数を１００
ｋＨｚに設定し、小容量平滑コンデンサＣｉは０．２２
μＦ／２００Ｖ、整流平滑用回路８の整流平滑用電解コ
ンデンサＣ０ は１００μＦ／１６０Ｖ、同じく上記整
流平滑用回路８の整流平滑用電解コンデンサＣ０ ′は
１０００μＦ／２５Ｖ、及び制御回路９の帰還コンデン
サＣｆ を４７μＦ／６．３Ｖとした時の動作波形は図
３に示すようになり、力率は０．９６となった。上記交
流入力電流ＩＡＣの高調波歪が低減して、交流入力電圧
ＶＡＣは正弦波形に改善されている。
【００２８】直流出力電圧の平均値を一定に制御するた
めの帰還コンデンサＣｆ は静電容量が大きい程、高周
波の正弦波電流Ｉ１ のエンペローブは台形状となるが
、検出抵抗Ｒ１ と該帰還コンデンサＣｆによる時定数
で負荷の急変による過度応答特性が決定されるため、上
記帰還コンデンサＣｆ はあまり大きく選定すると高速
追従時間が長くなる。
めの帰還コンデンサＣｆ は静電容量が大きい程、高周
波の正弦波電流Ｉ１ のエンペローブは台形状となるが
、検出抵抗Ｒ１ と該帰還コンデンサＣｆによる時定数
で負荷の急変による過度応答特性が決定されるため、上
記帰還コンデンサＣｆ はあまり大きく選定すると高速
追従時間が長くなる。
【００２９】図７はメイン負荷電流ＩＬ と交流入力電
圧変化に対する電源レギュレーショントランス７の制御
電流ＩＣ の制御特性を示している。横軸にメイン負荷
電流ＩＬ を、縦軸に電源レギュレーショントランス７
の制御電流ＩＣ をとる。メイン負荷電流ＩＬ を一定
にし交流入力電圧の変化に対する電源レギュレーション
トランス７の制御電流ＩＣ を比較すると交流入力電圧
が大きくなる程、制御電流ＩＣ は小さくなる。図中の
ａとｂを結ぶ線から原点０側の領域が定電圧領域となる
。
圧変化に対する電源レギュレーショントランス７の制御
電流ＩＣ の制御特性を示している。横軸にメイン負荷
電流ＩＬ を、縦軸に電源レギュレーショントランス７
の制御電流ＩＣ をとる。メイン負荷電流ＩＬ を一定
にし交流入力電圧の変化に対する電源レギュレーション
トランス７の制御電流ＩＣ を比較すると交流入力電圧
が大きくなる程、制御電流ＩＣ は小さくなる。図中の
ａとｂを結ぶ線から原点０側の領域が定電圧領域となる
。
【００３０】本発明の他の実施例を図８と図９に示す。
図８は電源絶縁トランスを付加してトランス回路部を可
飽和リアクタトランスとして、１次側インダクタンスを
制御することによって力率改善を計ったスイッチング周
波数固定インダクタンス制御方式電流共振形コンバータ
による力率改善用スイッチング電源回路である。図９は
小容量負荷時のスイッチング周波数固定２次側インダク
タンス制御方式電圧共振形コンバータによる力率改善用
スイッチング電源回路が示されている。図６には本発明
のその他の実施例に使用されるトランス回路部を示す。
飽和リアクタトランスとして、１次側インダクタンスを
制御することによって力率改善を計ったスイッチング周
波数固定インダクタンス制御方式電流共振形コンバータ
による力率改善用スイッチング電源回路である。図９は
小容量負荷時のスイッチング周波数固定２次側インダク
タンス制御方式電圧共振形コンバータによる力率改善用
スイッチング電源回路が示されている。図６には本発明
のその他の実施例に使用されるトランス回路部を示す。
【００３１】すなわち、他の実施例を含む本発明は、従
来の電解コンデンサインプット整流平滑回路の大容量電
解コンデンサを小容量コンデンサに置き換えて２倍の商
用周波数の正弦波リップル直流電圧を得、スイッチング
周波数固定の共振周波数制御方式共振コンバータ回路に
よるスイッチング電源システムで、高周波の正弦波形動
作で直交形電源レギュレーショントランスの絶縁された
１次巻線、２次巻線を介して電解コンデンサによる整流
平滑回路によって２倍の商用周波数を含んだ直流出力電
圧の平均値が一定となるように直交形電源レギュレーシ
ョントランスの制御巻線の制御電流を制御することによ
って、力率の改善を計ったものである。
来の電解コンデンサインプット整流平滑回路の大容量電
解コンデンサを小容量コンデンサに置き換えて２倍の商
用周波数の正弦波リップル直流電圧を得、スイッチング
周波数固定の共振周波数制御方式共振コンバータ回路に
よるスイッチング電源システムで、高周波の正弦波形動
作で直交形電源レギュレーショントランスの絶縁された
１次巻線、２次巻線を介して電解コンデンサによる整流
平滑回路によって２倍の商用周波数を含んだ直流出力電
圧の平均値が一定となるように直交形電源レギュレーシ
ョントランスの制御巻線の制御電流を制御することによ
って、力率の改善を計ったものである。
【００３２】
【発明の効果】本発明に係るスイッチング電源装置では
、小容量コンデンサを用いた整流平滑回路と共振周波数
制御方式共振コンバータ回路によって構成されたアクテ
ィブ平滑フィルタにより力率が改善され、商用電源の高
調波歪を低減できる。またスイッチング半導体から発生
する電磁妨害が従来のＲＣＣ（リンギングチョークコン
バーター）形やあるいはＰＷＭ（パルス幅変調）形コン
バータ回路と比較して、小レベルであるし、電源レギュ
レーショントランスの制御巻線の微少な制御電流を簡単
な自励発振方式の制御回路で構成するため、低コストで
ある。更に、電源レギュレーショントランスで１次巻線
と２次巻線との絶縁が可能であり、後段のレギュレータ
は非絶縁で良く小型化が可能となる。そして、電源レギ
ュレーショントランスの２次側の直流出力電圧は電源レ
ギュレーショントランスの巻数比で任意に選定可能とな
る。
、小容量コンデンサを用いた整流平滑回路と共振周波数
制御方式共振コンバータ回路によって構成されたアクテ
ィブ平滑フィルタにより力率が改善され、商用電源の高
調波歪を低減できる。またスイッチング半導体から発生
する電磁妨害が従来のＲＣＣ（リンギングチョークコン
バーター）形やあるいはＰＷＭ（パルス幅変調）形コン
バータ回路と比較して、小レベルであるし、電源レギュ
レーショントランスの制御巻線の微少な制御電流を簡単
な自励発振方式の制御回路で構成するため、低コストで
ある。更に、電源レギュレーショントランスで１次巻線
と２次巻線との絶縁が可能であり、後段のレギュレータ
は非絶縁で良く小型化が可能となる。そして、電源レギ
ュレーショントランスの２次側の直流出力電圧は電源レ
ギュレーショントランスの巻数比で任意に選定可能とな
る。
【図１】本発明の実施例としての力率改善用スイッチン
グ電源装置を示す回路図である。
グ電源装置を示す回路図である。
【図２】従来のスイッチング電源装置の交流入力整流平
滑用コンデンサとして大静電容量の電解コンデンサを用
いた時の交流ライン電流と商用交流電圧の波形を示す波
形図である。
滑用コンデンサとして大静電容量の電解コンデンサを用
いた時の交流ライン電流と商用交流電圧の波形を示す波
形図である。
【図３】図１の装置における各部電流及び各部電圧を示
す波形図である。
す波形図である。
【図４】図３で示した高周波の正弦波電流Ｉ１ の拡大
図とスイッチングトランジスタに流れる電流を示す波形
図である。
図とスイッチングトランジスタに流れる電流を示す波形
図である。
【図５】本発明実施例に用いられる電源レギュレーショ
ントランスの構造を示す斜視図である。
ントランスの構造を示す斜視図である。
【図６】本発明のその他の実施例に用いられる電源レギ
ュレーショントランスの構造を示す斜視図である。
ュレーショントランスの構造を示す斜視図である。
【図７】メイン負荷電流と交流入力電圧変化に対する電
源レギュレーショントランスの制御電流の制御特性を示
す特性図である。
源レギュレーショントランスの制御電流の制御特性を示
す特性図である。
【図８】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図９】本発明の他の実施例を示す回路図である。
２・・・・・全波整流器
３・・・・・平滑用小容量コンデンサ
４・・・・・共振コンバータ回路
５・・・・・コンバータ駆動トランス
７・・・・・電源レギュレーショントランス８・・・・
・整流平滑回路 ９・・・・・制御回路
・整流平滑回路 ９・・・・・制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】 商用交流入力電源を整流平滑する回路
として小容量コンデンサを用いた整流平滑回路と、上記
整流平滑回路からの出力をスイッチング制御するスイッ
チング周波数を固定させた自励発振回路を含む共振周波
数制御方式共振コンバータ回路と、上記共振周波数制御
方式共振コンバータ回路からの出力が供給される１次巻
線と、この１次巻線に対して絶縁された２次巻線と、そ
れぞれの巻線の巻線方向が互いに直交する被制御巻線及
び制御巻線とを有するトランス回路部と、上記トランス
回路部からの直流出力電圧の平均値を一定とする向きに
上記トランス回路部の制御巻線の制御電流を制御する制
御回路と、上記トランス回路部からの直流出力電圧のリ
ップル電圧を負荷電力とともに決定する整流平滑コンデ
ンサを含む整流平滑回路とを有するスイッチング電源装
置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3126476A JPH04331461A (ja) | 1991-05-01 | 1991-05-01 | スイッチング電源装置 |
| KR1019920006386A KR920022326A (ko) | 1991-05-01 | 1992-04-16 | 스위칭 전원 장치 |
| US07/871,760 US5216585A (en) | 1991-05-01 | 1992-04-21 | Switching power source device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3126476A JPH04331461A (ja) | 1991-05-01 | 1991-05-01 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04331461A true JPH04331461A (ja) | 1992-11-19 |
Family
ID=14936167
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3126476A Withdrawn JPH04331461A (ja) | 1991-05-01 | 1991-05-01 | スイッチング電源装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5216585A (ja) |
| JP (1) | JPH04331461A (ja) |
| KR (1) | KR920022326A (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2739027B2 (ja) * | 1993-08-19 | 1998-04-08 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器の制御装置 |
| JPH08154378A (ja) * | 1994-09-30 | 1996-06-11 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| US5737203A (en) * | 1994-10-03 | 1998-04-07 | Delco Electronics Corp. | Controlled-K resonating transformer |
| JPH08168249A (ja) * | 1994-10-11 | 1996-06-25 | Sony Corp | 電流共振形スイッチング電源回路 |
| JP3443654B2 (ja) * | 1994-11-24 | 2003-09-08 | ミネベア株式会社 | 電圧共振型インバータ回路 |
| JPH0973990A (ja) * | 1995-09-04 | 1997-03-18 | Minebea Co Ltd | 圧電トランスを使用した冷陰極管点灯装置 |
| US5821755A (en) * | 1995-11-17 | 1998-10-13 | Schott Power Systems Incorporated | Apparatus and method for obtaining power from a battery charger |
| US5684678A (en) * | 1995-12-08 | 1997-11-04 | Delco Electronics Corp. | Resonant converter with controlled inductor |
| KR100229507B1 (ko) * | 1997-02-21 | 1999-11-15 | 윤종용 | 이상전압 보호기능을 갖는 스위칭 모드 전원공급기 |
| US6049471A (en) * | 1998-02-11 | 2000-04-11 | Powerdsine Ltd. | Controller for pulse width modulation circuit using AC sine wave from DC input signal |
| US5828558A (en) * | 1998-02-11 | 1998-10-27 | Powerdsine, Ltd. | PWN controller use with open loop flyback type DC to AC converter |
| JP2000152617A (ja) * | 1998-11-10 | 2000-05-30 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2000324826A (ja) | 1999-05-07 | 2000-11-24 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2000324831A (ja) * | 1999-05-11 | 2000-11-24 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2001095252A (ja) * | 1999-09-24 | 2001-04-06 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP4389306B2 (ja) * | 1999-10-21 | 2009-12-24 | ソニー株式会社 | スイッチング電源装置 |
| TW507414B (en) | 1999-10-29 | 2002-10-21 | Sony Corp | Switching power circuit with secondary side parallel and series resonance |
| TR200200035T1 (tr) * | 2000-05-11 | 2002-08-21 | Sony Corporation | Sviçlemeli güç kaynağı devresi |
| KR100961763B1 (ko) * | 2002-02-15 | 2010-06-07 | 소니 주식회사 | 스위칭 전원회로 |
| US7196915B2 (en) * | 2003-01-13 | 2007-03-27 | Stmicroelectronics S.R.L. | Integrated transformer based step-up converter |
| EP1866722A4 (en) * | 2004-11-10 | 2010-11-10 | Alexander Mostovoy | METHOD AND DEVICE FOR TRANSFORMING AND REGULATING A VOLTAGE SIGNAL |
| US20110122658A1 (en) * | 2008-08-06 | 2011-05-26 | Iwatt Inc. | Power converter using energy stored in leakage inductance of transformer to power switch controller |
| TWI399129B (zh) * | 2009-01-20 | 2013-06-11 | Grenergy Opto Inc | 用於一發光二極體電路之驅動裝置及相關照明裝置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5932992B2 (ja) * | 1980-04-11 | 1984-08-13 | 三洋電機株式会社 | スイッチング制御型電源回路 |
| JPH0775469B2 (ja) * | 1985-09-14 | 1995-08-09 | ソニー株式会社 | スイツチング電源装置 |
-
1991
- 1991-05-01 JP JP3126476A patent/JPH04331461A/ja not_active Withdrawn
-
1992
- 1992-04-16 KR KR1019920006386A patent/KR920022326A/ko not_active Withdrawn
- 1992-04-21 US US07/871,760 patent/US5216585A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR920022326A (ko) | 1992-12-19 |
| US5216585A (en) | 1993-06-01 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19980806 |