JPH04331462A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源の高調波歪を
抑制することのできるスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、商用交流入力電源の高調波歪を低
減する対策としては、「電気協同研究」第４６巻第２号
に解説されているように、交流リアクトル挿入方式、ア
クティブ平滑フィルタ方式、トランス方式が検討されて
いる。

【０００３】上記交流リアクトル挿入方式とは、家電汎
用品の基本的な代表例である全波整流・コンデンサ平滑
回路の交流入力側に交流リアクトルを挿入したもので、
交流リアクトルのインピーダンス分でコンデンサへの充
電電流が制限されて、導通角が広がり、高調波成分を減
らすことができるものである。

【０００４】上記アクティブ平滑フィルタ方式とは、構
成する回路的には上記全波整流・コンデンサ平滑回路の
代わりに、入力電圧よりも出力電圧を高くした非絶縁型
のスイッチングレギュレータである昇圧型チョッパ・コ
ンバータを付加したものである。動作としては、以下の
通りである。ブリッジ整流器で両波整流された脈波形を
、数十ｋＨｚ以上の周波数で全周期にわたりスイッチす
る。このため入力電流波形はスイッチング電流の周期ご
との平均値となり、負荷に大きなコンデンサがあったと
しても、あたかも純抵抗負荷と等価となり、入力のスイ
ッチング電流はマクロ的には正弦波状で流れ、高調波の
低減が可能となる。

【０００５】上記トランス方式とは、トランスのチョー
ク効果と２次側低電圧化による電流導通角の拡大により
、高調波の低減ができるものである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記交流リ
アクトル挿入方式、上記アクティブ平滑フィルタ方式、
上記トランス方式にはそれぞれ以下のような欠点がある
。

【０００７】上記交流リアクトル挿入方式では、装置の
重量、大きさが大であり高コストである。特に、交流リ
アクトルは、他の部品と比べても高価である。また、交
流平滑直流電圧が低下するため、後段のスイッチレギュ
レータの再設計が必要となり、効率が低下する。さらに
、装置の漏洩磁束による電子機器への影響もある。

【０００８】上記アクティブ平滑フィルタ方式では、ス
イッチング半導体から発生する電磁妨害（ＥＭＩ）の発
生によるノイズレベルが増大する。また、スイッチング
電源の機能の他に入力電圧と入力電流が比例するように
するスイッチング制御の手段と、起動回路やソフト機能
等のため回路が複雑となり構成部品点数が増大し、高コ
ストとなる。さらに、非絶縁システムのため後段のスイ
ッチングレギュレータで絶縁しなければならない。

【０００９】上記トランス方式では、小容量（３０Ｗ以
下）の電子機器に限定されるが商品化するには機器が大
型化する。

【００１０】以上の３方式の欠点を検討すると装置の大
型化という問題から上記交流リアクトル挿入方式と上記
トランス方式は現状の技術では商品性において充分では
ない。上記アクティブ平滑フィルタ方式ではアクティブ
平滑フィルタ部とスイッチングトランジスタを含めた集
積化を解決すれば実用化可能である。

【００１１】上記アクティブ平滑フィルタ方式を用いた
アクティブフィルタ回路の、回路方式は「電子技術」１
９９０年３月特別増大号に解説されているように、非絶
縁形昇圧チョッパー回路が、スイッチング周波数固定の
ＰＷＭ（パルス幅変調）方式かスイッチング周波数可変
のＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式による
。問題点としては、台形波あるいは三角波でスイッチン
グ半導体がＯＮ−ＯＦＦのスイッチング動作を繰り返す
ため、半導体から発生する電磁波妨害レベルが大きいこ
と。また、絶縁形の場合フライバックコンバータとなり
電力損失の増加とさらにノイズレベルが増大すること。 さらに、スイッチング電源の機能の他に入力電圧と入力
電流を検出し、入力電圧に入力電流が比例するようにす
る手段と、起動回路やソフト機能のため回路が複雑とな
り構成部品点数が増大し高コストとなる。

【００１２】また、従来の交流入力電圧の変化と負荷変
動に対して、交流リップル電圧を５０ｍＶ以下に抑制し
て、直流出力電圧を一定に保持するスイッチング電源方
式では、交流入力整流平滑用コンデンサとして大静電容
量の電解コンデンサが用いられ、例えば負荷電力が１５
０Ｗで上記交流入力整流用コンデンサを８２０μＦとし
た時には、図２に示すようにコンデンサを充電する多く
の高調波成分を含んだ交流ライン電流が流れ正弦波の商
用交流電圧の波形歪が生じ、力率は０．５〜０．７であ
る。

【００１３】そこで、本発明は、上述のような実情に鑑
みて提案されたものであり、スイッチング周波数制御方
式共振コンバータ回路によるスイッチング電源システム
によってアクティブフィルタ回路を構成し、力率を改善
することを目的としたものである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上述の問題点を解決する
ために、本発明に係るスイッチング電源装置は、商用交
流入力電源を整流平滑する回路として小容量コンデンサ
を用いた整流平滑回路と、上記整流平滑回路からの出力
をスイッチング制御するスイッチング周波数が制御され
たスイッチング周波数制御方式共振コンバータ回路と、
上記スイッチング周波数制御方式共振コンバータ回路か
らの出力が供給される１次巻線と、この１次巻線に対し
て絶縁された２次巻線と、それぞれの巻線の巻線方向が
互いに直交する被制御巻線及び制御巻線とを有するトラ
ンス回路部と、上記トランス回路部からの直流出力電圧
の平均値を一定とする向きに上記スイッチング周波数を
制御する制御回路と、上記トランス回路部からの直流出
力電圧のリップル電圧を負荷電力と共に決定する整流平
滑コンデンサを含む整流平滑回路を有して構成している
。

【００１５】

【作用】小容量コンデンサを用いた整流平滑回路とスイ
ッチング周波数制御方式共振コンバータ回路によって構
成されたアクティブ平滑フィルタにより商用電源の高調
波電流を低減させる力率の改善が達成できる。

【００１６】

【実施例】以下、本発明に係るスイッチング電源装置の
実施例について図面を参照しながら説明する。図１は本
発明の実施例となる力率改善用スイッチング電源装置を
示す回路図である。

【００１７】図１の力率改善用スイッチング電源装置の
実施例の構成は次の通りである。直流入力電源としては
、例えば商用交流入力電源１をダイオードブリッジ形の
全波整流器２及び小容量コンデンサ３にて整流し平滑す
ることにより得ている。

【００１８】この直流入力電源は、電源レギュレーショ
ントランス５の１次巻線Ｎａ　を介し、コンデンサ６と
絶縁トランス７の１次巻線Ｎ１　の漏洩インダクタンス
とよりなる直列共振回路に供給されている。電源レギュ
レーショントランス５は、１次巻線Ｎａ　、２つの２次
巻線ＮＢ１、ＮＢ２を有し、図５、図６に示すように、
上記巻線ＮＢ１、ＮＢ２の巻回方向に対して直交する方
向に上記制御巻線ＮＣ　を巻回している。

【００１９】電源レギュレーショントランス５の２次巻
線ＮＢ１、ＮＢ２に関連して、上記直流入力電源の電流
をオン、オフスイッチング制御するための共振コンバー
タ回路４が設けられている。この共振コンバータ回路４
は、エミッタ・ベース間にダイオードＤＢ１が接続され
たスイッチングトランジスタＱ１　及び、ベース・接地
間にダイオードＤＢ２が接続されたスイッチングトラン
ジスタＱ２　とが直列に接続され、トランジスタＱ１　
は上記直流入力電源と電源レギュレーショントランス５
の１次巻線Ｎａ　との間に挿入接続され、トランジスタ
Ｑ２　は電源レギュレーショントランス５の１次巻線Ｎ
ａ　と接地との間に挿入されている。トランジスタＱ１
　のエミッタ・ベース間には、ダイオードＤＢ１と並列
に、電源レギュレーショントランス５の２次巻線ＮＢ１
と抵抗ＲＢ１とコンデンサＣＢ１との直列共振回路が接
続され、トランジスタＱ２　のエミッタ・ベース間には
、ダイオードＤＢ２と並列に、電源レギュレーショント
ランス５の２次巻線ＮＢ２と抵抗ＲＢ１とコンデンサＣ
Ｂ１との直列共振回路が接続されている。さらに、上記
直流入力電源とスイッチングトランジスタＱ１　のベー
スとの間には、起動用の抵抗ＲＳ１が挿入接続され、ス
イッチングトランジスタＱ２　のコレクタ・ベース間に
は起動用の抵抗ＲＳ２が挿入接続されている。

【００２０】次に、絶縁トランス７は絶縁された１次巻
線Ｎ１　と２次巻線Ｎ２　を有し、絶縁トランス７の２
次巻線Ｎ２　にはダイオードＤ１　、Ｄ２　、Ｄ３　と
平滑コンデンサＣ０　、Ｃ０　′を有する整流平滑回路
８が接続されており、この整流平滑回路８からの直流出
力電圧は、制御回路９により制御電流ＩＣ　に変換され
て電源レギュレーショントランス５の制御巻線ＮＣ　に
送られている。

【００２１】上記制御回路９は、上記直流出力電圧が分
圧抵抗Ｒ１　、Ｒ２　を介してベースに供給されるトラ
ンジスタＱ３　と、このトランジスタＱ３　のエミッタ
に抵抗Ｒ４　と共に接続された基準電圧用のツェナーダ
イオードＤＫ　と、このトランジスタＱ３　のコレクタ
・ベース間に挿入接続された帰還コンデンサＣｆ　と、
このトランジスタＱ３　のコレクタに抵抗Ｒ３　と共に
、ベースが接続されたトランジスタＱ４　とを有してい
る。

【００２２】次に、以上のような構成を有するスイッチ
ング電源装置の概略的な動作を説明する。例えば１００
Ｖの商用交流電源１からの交流出力を、ダイオードブリ
ッジ型の全波整流器２および小容量コンデンサ３にて整
流平滑する。ここで、上記小容量コンデンサ３の値を０
．１〜０．２２μＦとすると直流入力電圧Ｅｉ　は図３
に示すように正弦波の脈流電圧を得て、共振コンバータ
回路４と、図５、図６に示される電源レギュレーション
トランス５を介して絶縁トランス７に供給される。制御
回路９は、上記絶縁トランス７の２次巻線Ｎ２に得られ
る直流出力電圧の平均値を検出して、平均値が一定とな
るように上記電源レギュレーショントランス５の制御巻
線Ｎｃ　に流れる直流制御電流Ｉｃ　を制御している。

【００２３】上記直流出力電圧のリップル電圧は負荷電
力と整流平滑回路８の整流平滑コンデンサＣ０　の静電
容量で決定され交流入力電流が入力電圧とほぼ相似であ
る波形になるように制御されるため、図３のように交流
入力電源周波数の２倍の正弦波形の直流出力電圧Ｅ０　
となる。

【００２４】スイッチングトランジスタＱ１　、Ｑ２　
で構成される共振コンバータ回路４では、スイッチング
周波数が、自励発振回路を構成する電源レギュレーショ
ントランス５の２次巻線ＮＢ１と抵抗ＲＢ１とコンデン
サＣＢ１及び上記電源レギュレーショントランス５の２
次巻線ＮＢ２と抵抗ＲＢ２とコンデンサＣＢ２とによっ
て決定される。そのため、上記電源レギュレーショント
ランス５の２次巻線ＮＢ１、ＮＢ２のインダクタンスを
上記電源レギュレーショントランス５の制御巻線ＮＣ　
に流れる制御電流ＩＣ　を制御することによって、スイ
ッチング周波数は制御される。したがって、直列共振コ
ンデンサ６と絶縁トランス７の１次巻線Ｎ１　の漏洩イ
ンダクタンスによって構成される共振周波数固定の直列
共振回路で得られえる高周波の正弦波電流Ｉ１　は、ス
イッチングトランジスタＱ１　、Ｑ２　にそれぞれ図４
に示すように電流ＩＣＰ１　、ＩＣＰ２　として流れる
。

【００２５】入力電圧Ｅｉ　が１０Ｖ以下では上記高周
波の正弦波電流Ｉ１　は流れず、図３で示す交流入力電
流ＩＡＣのデッドタイムｔｄ　が生じ、交流入力電流Ｉ
ＡＣは連続しないが、負荷電力がゼロクロス付近の入力
電力に対してあまり影響しないために力率の低下はほと
んど影響しない。

【００２６】実験によれば、図１に示す本実施例におい
て、負荷電力を１５０Ｗ、スイッチング周波数範囲５０
ｋＨｚ〜１００ｋＨｚのスイッチング電源において、小
容量コンデンサＣｉ　は０．２２μＦ／２００Ｖ、整流
平滑用回路８の整流平滑用電解コンデンサＣ０　は１０
０μＦ／１６０Ｖ、同じく上記整流平滑用回路８の整流
平滑用電解コンデンサＣ０　′は１０００μＦ／２５Ｖ
、及び制御回路９の帰還コンデンサＣｆ　を４７μＦ／
６．３Ｖとした時の動作波形は図３に示すようになり、
力率は０．９６となった。上記交流入力電流ＩＡＣの高
調波歪が低減して、交流入力電圧ＶＡＣは正弦波形に改
善されている。

【００２７】直流出力電圧の平均値を一定に制御するた
めの帰還コンデンサＣｆ　は静電容量が大きい程、直流
入力電源の電流Ｉ１　のエンペローブは台形状となるが
、検出抵抗Ｒ１　と該帰還コンデンサＣｆによる時定数
で負荷の急変による過度応答特性が決定されるため、上
記帰還コンデンサＣｆ　はあまり大きく選定すると高速
追従時間が長くなる。

【００２８】図７はメイン負荷電流ＩＬ　と交流入力電
圧変化に対する該電源レギュレーショントラン５の制御
電流ＩＣ　の制御特性を示している。横軸にメイン負荷
電流ＩＬ　を、縦軸に電源レギュレーショントランス５
の制御電流ＩＣ　をとる。メイン負荷電流ＩＬ　を一定
にし交流入力電圧の変化に対する電源レギュレーション
トランス５の制御電流ＩＣ　を比較すると交流入力電圧
が大きくなる程、制御電流ＩＣ　は大きくなる。

【００２９】本発明の他の実施例を図８と図９に示す。 図８はパワーチョークコイルを付加して、電源レギュレ
ーショントランスの１次巻線Ｎ１　と２次巻線Ｎ２　の
インダクタンスを制御することによって力率改善を計っ
たスイッチング周波数固定インダクタンス制御方式電流
共振形コンバータによる力率改善用スイッチング電源回
路である。図９は小容量負荷時のスイッチング周波数固
定インダクタンス制御方式電圧共振形コンバータによる
力率改善用スイッチング電源回路が示されている。

【００３０】すなわち、他の実施例を含む本発明は、従
来の電解コンデンサインプット整流平滑回路の大容量電
解コンデンサを小容量コンデンサに置き換え、２倍の商
用周波数の正弦波リップル直流電圧を得、スイッチング
周波数制御方式電流共振コンバータ回路によるスイッチ
ング電源システムで高周波の正弦波形動作で絶縁コンバ
ータトランスの絶縁された１次巻線、２次巻線を介して
、２次側電解コンデンサによる整流平滑回路によって、
２倍の商用周波数を含んだ直流出力電圧の平均値が一定
となるように直交電源レギュレーショントランスの制御
巻線の制御電流を制御して共振形コンバータ回路のスイ
ッチング周波数をコントロールして、力率の改善を計っ
たものである。

【００３１】

【発明の効果】本発明に係るスイッチング電源装置では
、小容量コンデンサを用いた整流平滑回路とスイッチン
グ周波数制御方式共振コンバータ回路によって構成され
たアクティブ平滑フィルタにより力率が改善され、商用
電源の高調波歪を低減できる。またスイッチング半導体
から発生する電磁妨害が従来のＲＣＣ（リンギングチョ
ークコンバーター）形やあるいはＰＷＭ（パルス幅変調
）形コンバータ回路と比較して、小レベルであるし、電
源レギュレーショントランスの制御巻線の微少な制御電
流を簡単な自励発振方式の制御回路で構成するため、低
コストである。さらに、絶縁トランスで１次巻線と２次
巻線との絶縁が可能であり、後段のレギュレータは非絶
縁が可能であり、小型化と高効率化が可能となる。そし
て、絶縁トランスの２次側の直流出力電圧は絶縁トラン
スの巻数比によって直流入力電圧の平均値に対して高、
低任意に選定可能であり、設計の自由度がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例としての力率改善用スイッチン
グ電源装置を示す回路図である。

【図２】従来のスイッチング電源装置の交流入力整流平
滑用コンデンサとして大静電容量の電解コンデンサを用
いた時の交流ライン電流と商用交流電圧の波形を示す波
形図である。

【図３】図１の装置における各部電流及び各部電圧を示
す波形図である。

【図４】図３で示した高周波正弦波電流Ｉ１　の拡大図
とスイッチングトランジスタに流れる電流を示す波形図
である。

【図５】本発明実施例及び他の実施例に用いられる電源
レギュレーショントランスの構造を示す斜視図である。

【図６】本発明実施例及び他の実施例に用いられる電源
レギュレーショントランスの構造を示す斜視図である。

【図７】メイン負荷電流と交流入力電圧変化に対する電
源レギュレーショントランスの制御電流の制御特性を示
す特性図である。

【図８】本発明の他の実施例を示す回路図である。

【図９】本発明の他の実施例を示す回路図である。

【符号の説明】

２・・・・・全波整流器 ３・・・・・平滑用小容量コンデンサ ４・・・・・共振コンバータ回路 ５・・・・・電源レギュレーショントランス７・・・・
・絶縁トランス ８・・・・・整流平滑回路 ９・・・・・制御回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　商用交流入力電源を整流平滑する回路
   として小容量コンデンサを用いた整流平滑回路と、上記
   整流平滑回路からの出力をスイッチング制御するスイッ
   チング周波数が制御されたスイッチング周波数制御方式
   共振コンバータ回路と、上記スイッチング周波数制御方
   式共振コンバータ回路からの出力が供給される１次巻線
   と、この１次巻線に対して絶縁された２次巻線と、それ
   ぞれの巻線の巻線方向が互いに直交する被制御巻線及び
   制御巻線とを有するトランス回路部と、上記トランス回
   路部からの直流出力電圧の平均値を一定とする向きに上
   記スイッチング周波数を制御する制御回路と、上記トラ
   ンス回路部からの直流出力電圧のリップル電圧を負荷電
   力とともに決定する整流平滑コンデンサを含む整流平滑
   回路とを有するスイッチング電源装置。