JPH04331465A - 切換モード・パワー・コンバータ - Google Patents
切換モード・パワー・コンバータInfo
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- JPH04331465A JPH04331465A JP3331627A JP33162791A JPH04331465A JP H04331465 A JPH04331465 A JP H04331465A JP 3331627 A JP3331627 A JP 3331627A JP 33162791 A JP33162791 A JP 33162791A JP H04331465 A JPH04331465 A JP H04331465A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイツチド・モードＤ
Ｃ−ＤＣパワー・コンバータ（スイツチング・トランジ
スタを使用した直流から直流への電力電源電圧変換器）
に関し、より詳細に言えば、感知された負荷電流に関し
て磁化電流の悪影響を顕著に減少させるためにそのよう
なコンバータに相互接続される新規な制御回路に関する
。
Ｃ−ＤＣパワー・コンバータ（スイツチング・トランジ
スタを使用した直流から直流への電力電源電圧変換器）
に関し、より詳細に言えば、感知された負荷電流に関し
て磁化電流の悪影響を顕著に減少させるためにそのよう
なコンバータに相互接続される新規な制御回路に関する
。
【０００２】
【従来の技術】幾つかの特許においては「スイツチ・モ
ード」と言う術語だけが使用されているので、ここで用
いられている術語に関して誤解を避けるために付言する
と、本発明を説明するために用いられている術語、「ス
イツチド・モード（ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｍｏｄｅ）」は
、「スイツチ・モード」と同義語に使用されていること
は注意を要する。この明細書において、スイツチド・モ
ードと言う術語は「切換モード」として翻訳しているが
、これは、スイツチ・モードも含むものとして理解され
るべきである。
ード」と言う術語だけが使用されているので、ここで用
いられている術語に関して誤解を避けるために付言する
と、本発明を説明するために用いられている術語、「ス
イツチド・モード（ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｍｏｄｅ）」は
、「スイツチ・モード」と同義語に使用されていること
は注意を要する。この明細書において、スイツチド・モ
ードと言う術語は「切換モード」として翻訳しているが
、これは、スイツチ・モードも含むものとして理解され
るべきである。
【０００３】同様に、「ＤＣ−ＤＣ」コンバータは、Ａ
Ｃ−ＡＣ、ＡＣ−ＤＣ、またはＤＣ−ＡＣのパワー・コ
ンバージヨン、つまり、電力変換の機能を持つ多くの電
源回路における中間的な装置として使用されている。従
つて、「ＤＣ−ＤＣコンバータ」として知られている回
路は、他の形式として従来の装置に見い出される。
Ｃ−ＡＣ、ＡＣ−ＤＣ、またはＤＣ−ＡＣのパワー・コ
ンバージヨン、つまり、電力変換の機能を持つ多くの電
源回路における中間的な装置として使用されている。従
つて、「ＤＣ−ＤＣコンバータ」として知られている回
路は、他の形式として従来の装置に見い出される。
【０００４】また、インダクタ、即ち誘導子は電気回路
図においては変圧器と同じように図示され、そして、誤
つて変圧器と呼ばれることがあり得るので、この明細書
においては、結合された誘導子と、変圧器との間の区別
は明確に区別して理解することが重要である。結合され
た誘導子はエネルギを貯蔵するために使用されるが、変
圧器はそうではない。変圧器の不要な磁化電流はエネル
ギを貯蔵するのと同じ作用をするけれども、この不要な
磁化電流はＤＣ−ＤＣパワー・コンバータの制御に有害
だから、この不要な磁化電流は、除去できるならば、無
いほうがよい。
図においては変圧器と同じように図示され、そして、誤
つて変圧器と呼ばれることがあり得るので、この明細書
においては、結合された誘導子と、変圧器との間の区別
は明確に区別して理解することが重要である。結合され
た誘導子はエネルギを貯蔵するために使用されるが、変
圧器はそうではない。変圧器の不要な磁化電流はエネル
ギを貯蔵するのと同じ作用をするけれども、この不要な
磁化電流はＤＣ−ＤＣパワー・コンバータの制御に有害
だから、この不要な磁化電流は、除去できるならば、無
いほうがよい。
【０００５】ＤＣ−ＤＣコンバータは、一定の出力電圧
か、または、変動の対象である電圧源から調整された出
力電圧の何れかを与えるために、通常、制御回路と結合
して用いられている。この制御回路の設計に用いられる
公知で有用な技術は、出力ＬＣフイルタの誘導子の電流
の正確な検出を必要とするが、この電流は、変圧器の磁
化電流から悪影響を受けるので、通常、信頼性が低い。
か、または、変動の対象である電圧源から調整された出
力電圧の何れかを与えるために、通常、制御回路と結合
して用いられている。この制御回路の設計に用いられる
公知で有用な技術は、出力ＬＣフイルタの誘導子の電流
の正確な検出を必要とするが、この電流は、変圧器の磁
化電流から悪影響を受けるので、通常、信頼性が低い。
【０００６】ＤＣ−ＤＣパワー・コンバータを制御する
ために広く用いられている技術は、その出力電流の現状
を知ることを必要とし、この手段として、パワー変圧器
の一次巻線の電流を切り換えるパワー・トランジスタの
電流を感知することにより、入力電流から間接的に出力
電流を知ることが一般的な方法であつた。従来の装置に
おいて、パワー・トランジスタで感知された電流は、パ
ワー変圧器の磁化電流と、一次巻線に反映された出力電
流との和であることには注意を払う必要がある。
ために広く用いられている技術は、その出力電流の現状
を知ることを必要とし、この手段として、パワー変圧器
の一次巻線の電流を切り換えるパワー・トランジスタの
電流を感知することにより、入力電流から間接的に出力
電流を知ることが一般的な方法であつた。従来の装置に
おいて、パワー・トランジスタで感知された電流は、パ
ワー変圧器の磁化電流と、一次巻線に反映された出力電
流との和であることには注意を払う必要がある。
【０００７】この平均的な電流の合計を感知することは
、パワー・トランジスタを過大電流から保護するのには
有用であるけれども、この合計の電流を感知することは
、多くの実例によると、変圧器の磁化電流の干渉による
好ましくない影響によつて制御用の目的には適していな
い。
、パワー・トランジスタを過大電流から保護するのには
有用であるけれども、この合計の電流を感知することは
、多くの実例によると、変圧器の磁化電流の干渉による
好ましくない影響によつて制御用の目的には適していな
い。
【０００８】電気的及び電子的回路の小型化への現在の
趨勢は、パワー変圧器をさらに小型化しようとするとし
ばしば、必要とするよりも大きな磁化電流を発生するの
で、さらに問題を複雑にしている。この増加した磁化電
流のために、制御回路を設計する際に、コンバータの性
能を低下することに対して或る程度の妥協が図られるこ
とになる。
趨勢は、パワー変圧器をさらに小型化しようとするとし
ばしば、必要とするよりも大きな磁化電流を発生するの
で、さらに問題を複雑にしている。この増加した磁化電
流のために、制御回路を設計する際に、コンバータの性
能を低下することに対して或る程度の妥協が図られるこ
とになる。
【０００９】更に、パワー変圧器のコア材料の透磁率は
、温度によつて大きく左右されるので、周囲の温度変化
は磁化電流を大きく変動させ、その制御を一層困難なも
のにする。磁化電流に関する温度の影響は、複雑な作用
を及ぼし、また、通常は広い製造許容誤差範囲や、印加
される入力電圧の大きな範囲、そして、使用される素子
の値の変動範囲と組み合わされ、上述のことは、不確定
な結果を生じる制御ループを形成することになる。通常
、許容できる性能を持つレベルの小型パワー・コンバー
タを達成するためには、非常に複雑な電子回路を必要と
する。
、温度によつて大きく左右されるので、周囲の温度変化
は磁化電流を大きく変動させ、その制御を一層困難なも
のにする。磁化電流に関する温度の影響は、複雑な作用
を及ぼし、また、通常は広い製造許容誤差範囲や、印加
される入力電圧の大きな範囲、そして、使用される素子
の値の変動範囲と組み合わされ、上述のことは、不確定
な結果を生じる制御ループを形成することになる。通常
、許容できる性能を持つレベルの小型パワー・コンバー
タを達成するためには、非常に複雑な電子回路を必要と
する。
【００１０】米国特許第４１６２５２４号には、電流の
大きさに応答するのではなく、電流の変化率に応答する
ＤＣ−ＤＣパワー・コンバータのトランジスタ・スイツ
チを保護する技術が開示されているだけである。従つて
、この特許に開示された原理が本発明に関係するだけで
ある。
大きさに応答するのではなく、電流の変化率に応答する
ＤＣ−ＤＣパワー・コンバータのトランジスタ・スイツ
チを保護する技術が開示されているだけである。従つて
、この特許に開示された原理が本発明に関係するだけで
ある。
【００１１】米国特許第４１８４１９７号は、脈流しな
い入力電流だけを受け取る回路を記載しており、電流感
知、または電流制御の使用を開示していない。
い入力電流だけを受け取る回路を記載しており、電流感
知、または電流制御の使用を開示していない。
【００１２】米国特許第４６８０６８７号は、電流がゼ
ロに減少した時にだけ、スイツチング・トランジスタを
付勢させる回路を開示している。
ロに減少した時にだけ、スイツチング・トランジスタを
付勢させる回路を開示している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、負荷
電流の感知に関して、磁化電流の悪影響を最小限にとど
めた切換モードＤＣ−ＤＣパワー・コンバータを提供す
ることにある。
電流の感知に関して、磁化電流の悪影響を最小限にとど
めた切換モードＤＣ−ＤＣパワー・コンバータを提供す
ることにある。
【００１４】本発明の他の目的は、感知された電流信号
から、磁化電流の悪影響を実質的に除去した切換モード
ＤＣ−ＤＣパワー・コンバータの回路を提供することに
ある。
から、磁化電流の悪影響を実質的に除去した切換モード
ＤＣ−ＤＣパワー・コンバータの回路を提供することに
ある。
【００１５】本発明の他の目的は、周囲の温度変化によ
つて、磁化電流に悪影響を与えることなく、電流感知信
号を発生させる切換モードＤＣ−ＤＣパワー・コンバー
タを提供することにある。
つて、磁化電流に悪影響を与えることなく、電流感知信
号を発生させる切換モードＤＣ−ＤＣパワー・コンバー
タを提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】簡明に言えば、本発明を
適用して構成された切換モードＤＣ−ＤＣパワー・コン
バータは、出力から入力を隔離した一次巻線及び二次巻
線を有するパワー変圧器を持つている。電流感知変圧器
はパワー変圧器の二次巻線中の負荷電流を感知するため
に、パワー変圧器の一次巻線と結合された巻線を持つて
いる。電流感知回路は、感知された負荷電流から磁化電
流を効果的に除去するための、パワー変圧器と磁気的に
結合された巻線を含んでいる。
適用して構成された切換モードＤＣ−ＤＣパワー・コン
バータは、出力から入力を隔離した一次巻線及び二次巻
線を有するパワー変圧器を持つている。電流感知変圧器
はパワー変圧器の二次巻線中の負荷電流を感知するため
に、パワー変圧器の一次巻線と結合された巻線を持つて
いる。電流感知回路は、感知された負荷電流から磁化電
流を効果的に除去するための、パワー変圧器と磁気的に
結合された巻線を含んでいる。
【００１７】
【実施例】本発明は、パワー・コンバータで使用されて
いる変圧器において、隔離された電流感知回路を持つ従
来のパワー・コンバータの性能を遥かに越えた性能を持
つたＤＣ−ＤＣパワー・コンバータを与える。本発明の
技術は、パワー変圧器に１つの巻線を付加するだけの変
更を与えるものであつて、これにより、以下に説明する
ように、従来から広く使用されている電流から電圧への
変換回路を使用して、より高い性能を達成している。
いる変圧器において、隔離された電流感知回路を持つ従
来のパワー・コンバータの性能を遥かに越えた性能を持
つたＤＣ−ＤＣパワー・コンバータを与える。本発明の
技術は、パワー変圧器に１つの巻線を付加するだけの変
更を与えるものであつて、これにより、以下に説明する
ように、従来から広く使用されている電流から電圧への
変換回路を使用して、より高い性能を達成している。
【００１８】本発明の特徴に従うと、感知された負荷電
流に関してパワー変圧器の磁化電流が通常持つている悪
影響を厳格に制限するために、電流感知変圧器の磁化電
流が使用される。実際上、若し、以下に説明される実施
例が適当に実施されれば、パワー変圧器の磁化電流の影
響は、感知された負荷電流から殆ど除去される。
流に関してパワー変圧器の磁化電流が通常持つている悪
影響を厳格に制限するために、電流感知変圧器の磁化電
流が使用される。実際上、若し、以下に説明される実施
例が適当に実施されれば、パワー変圧器の磁化電流の影
響は、感知された負荷電流から殆ど除去される。
【００１９】共通２スイツチ順方向ＤＣ−ＤＣコンバー
タに適用された本発明の必須の素子を示した最も単純な
形式のコンバータの実施例が図１に示されている。本発
明の特徴を示している図１の回路は、パワー変圧器Ｔ１
と磁気的に結合されているが、しかし、電流感知変圧器
Ｔ２に電気的に接続されている付加的な巻線１０を持つ
ている。
タに適用された本発明の必須の素子を示した最も単純な
形式のコンバータの実施例が図１に示されている。本発
明の特徴を示している図１の回路は、パワー変圧器Ｔ１
と磁気的に結合されているが、しかし、電流感知変圧器
Ｔ２に電気的に接続されている付加的な巻線１０を持つ
ている。
【００２０】本発明に従つた回路は、以下に詳細に説明
するように、パワー変圧器Ｔ１及び電流感知変圧器Ｔ２
の両方が同じ材料で作られた時、変圧器Ｔ１及びＴ２が
、温度変化の影響を受けずに電流感知動作を行なうので
、この回路の顕著な利点が認識される。
するように、パワー変圧器Ｔ１及び電流感知変圧器Ｔ２
の両方が同じ材料で作られた時、変圧器Ｔ１及びＴ２が
、温度変化の影響を受けずに電流感知動作を行なうので
、この回路の顕著な利点が認識される。
【００２１】図１において、パワー変圧器Ｔ１は、コア
Ｃ１上に通常の態様で巻かれた一次巻線１１と二次巻線
１２を含んでいる。一次巻線１１は入力電流ＩＧを受け
取る。パワー変圧器Ｔ１の内部インダクタンスは、参照
記号ＩＭで示された磁化電流が流れる誘導子ＬＰによつ
て示されている。ＩＧの残りの電流（ＩＭが差し引かれ
た残りの電流）は一次巻線１１中の電流成分ＩＰである
。電流ＩＭ及びＩＰは一次巻線１１に跨がつて印加され
た電圧ＶＰの結果の電流である。
Ｃ１上に通常の態様で巻かれた一次巻線１１と二次巻線
１２を含んでいる。一次巻線１１は入力電流ＩＧを受け
取る。パワー変圧器Ｔ１の内部インダクタンスは、参照
記号ＩＭで示された磁化電流が流れる誘導子ＬＰによつ
て示されている。ＩＧの残りの電流（ＩＭが差し引かれ
た残りの電流）は一次巻線１１中の電流成分ＩＰである
。電流ＩＭ及びＩＰは一次巻線１１に跨がつて印加され
た電圧ＶＰの結果の電流である。
【００２２】パワー変圧器Ｔ１の二次巻線１２は、整流
ダイオード１３及びフリーホイール・ダイオード１４と
、電流Ｉが流れる標準的なＬＣフイルタ回路とを介して
抵抗ＲＬで示した負荷に接続されている。パワー変圧器
Ｔ１の一次巻線と、その二次巻線との巻線比はｎＰ：１
で表わされている。
ダイオード１３及びフリーホイール・ダイオード１４と
、電流Ｉが流れる標準的なＬＣフイルタ回路とを介して
抵抗ＲＬで示した負荷に接続されている。パワー変圧器
Ｔ１の一次巻線と、その二次巻線との巻線比はｎＰ：１
で表わされている。
【００２３】電流感知変圧器Ｔ２は、磁気コアＣ２に巻
かれた一次巻線１５及び二次巻接触線１６を含んでいる
。 電流感知変圧器Ｔ２の内部インダクタンスは、誘導子Ｌ
Ｃによつて表わされており、そして、電流感知変圧器の
磁化電流はＩＭＣで表わされている。変圧器Ｔ２の一次
巻線と、その二次巻線との巻線比は、図１において１：
ｎＣで示されている。
かれた一次巻線１５及び二次巻接触線１６を含んでいる
。 電流感知変圧器Ｔ２の内部インダクタンスは、誘導子Ｌ
Ｃによつて表わされており、そして、電流感知変圧器の
磁化電流はＩＭＣで表わされている。変圧器Ｔ２の一次
巻線と、その二次巻線との巻線比は、図１において１：
ｎＣで示されている。
【００２４】電流感知変圧器Ｔ２の一次巻線１５は、そ
の磁化電流ＩＭＣを差し引いた後のＩＧの残りの電流成
分によつて励起される。二次巻線１６は、電流感知変圧
器Ｔ２の二次巻線中を一方向に流れる電流ＩＳを、抵抗
ＲＣＳに依存した大きさの電圧ＶＩに変換するために、
パワー変圧器Ｔ１の付加巻線１０と、抵抗ＲＣＳに接続
された整流ダイオード１７とに対して直列に接続されて
いる。この抵抗ＲＣＳの値は、電圧ＶＩが必要とされる
使用目的に依存して変化する。反対方向に流れる電流の
経路路を与えるために、ダイオード１８が接続される。 図１において太い破線で示した範囲の部分は、電流感知
回路の部分である。
の磁化電流ＩＭＣを差し引いた後のＩＧの残りの電流成
分によつて励起される。二次巻線１６は、電流感知変圧
器Ｔ２の二次巻線中を一方向に流れる電流ＩＳを、抵抗
ＲＣＳに依存した大きさの電圧ＶＩに変換するために、
パワー変圧器Ｔ１の付加巻線１０と、抵抗ＲＣＳに接続
された整流ダイオード１７とに対して直列に接続されて
いる。この抵抗ＲＣＳの値は、電圧ＶＩが必要とされる
使用目的に依存して変化する。反対方向に流れる電流の
経路路を与えるために、ダイオード１８が接続される。 図１において太い破線で示した範囲の部分は、電流感知
回路の部分である。
【００２５】二次巻線１２と、コアＣ１上に巻かれた付
加巻線１０との巻線比は、付加巻線の使用目的に従つて
選ばれた係数と等しくされる。例えばパワー変圧器Ｔ１
の磁化電流の影響は、完全に除去されるべきか、或は、
他の所望の値に減少されるべきかによつて、付加巻線１
０の巻線数は以下に示される数式（２）（数２として後
掲する）によつて決定される。
加巻線１０との巻線比は、付加巻線の使用目的に従つて
選ばれた係数と等しくされる。例えばパワー変圧器Ｔ１
の磁化電流の影響は、完全に除去されるべきか、或は、
他の所望の値に減少されるべきかによつて、付加巻線１
０の巻線数は以下に示される数式（２）（数２として後
掲する）によつて決定される。
【００２６】パワー変圧器Ｔ１の一次巻線１１が電圧Ｖ
Ｐによつて付勢された時に、巻線１６の正の側を離れる
電流ＩＳが付加巻線１０の正の側に入るように、パワー
変圧器Ｔ１の付加巻線１０は、電流感知変圧器Ｔ２の二
次巻線１６に対して直列に接続されている。電圧ＶＰが
巻線１１に印加された時、付加巻線１０の電圧は等価的
に電圧ＶＩに付加される。
Ｐによつて付勢された時に、巻線１６の正の側を離れる
電流ＩＳが付加巻線１０の正の側に入るように、パワー
変圧器Ｔ１の付加巻線１０は、電流感知変圧器Ｔ２の二
次巻線１６に対して直列に接続されている。電圧ＶＰが
巻線１１に印加された時、付加巻線１０の電圧は等価的
に電圧ＶＩに付加される。
【００２７】図２は、本発明に従つて、パワー変圧器Ｔ
１に磁気的に結合された付加巻線２０を有する通常の全
波ブリツジＤＣ−ＤＣパワー・コンバータ回路の原理を
示す図である。図１と同様に、付加巻線２０は、電流感
知変圧器Ｔ２の二次巻線２１に対して電気的に直列に接
続されており、そして、電圧がパワー変圧器Ｔ１の一次
巻線２３に印加された時に、付加巻線２０の電圧は、電
圧ＶＩに付加される。
１に磁気的に結合された付加巻線２０を有する通常の全
波ブリツジＤＣ−ＤＣパワー・コンバータ回路の原理を
示す図である。図１と同様に、付加巻線２０は、電流感
知変圧器Ｔ２の二次巻線２１に対して電気的に直列に接
続されており、そして、電圧がパワー変圧器Ｔ１の一次
巻線２３に印加された時に、付加巻線２０の電圧は、電
圧ＶＩに付加される。
【００２８】電流感知変圧器Ｔ２の一次巻線は参照数字
２２で示されている。一次巻線２２及び２３は、金属酸
化物半導体の電界効果トランジスタ、即ち「ＭＯＳＦＥ
Ｔ」であるトランジスタ２９ａ、２９ｂ、２９ｃ及び２
９ｄで構成されたブリツジ回路に接続されている。
２２で示されている。一次巻線２２及び２３は、金属酸
化物半導体の電界効果トランジスタ、即ち「ＭＯＳＦＥ
Ｔ」であるトランジスタ２９ａ、２９ｂ、２９ｃ及び２
９ｄで構成されたブリツジ回路に接続されている。
【００２９】センター・タツプを持つ二次巻線２４は整
流ダイオード２５及び２６と、負荷ＲＬに接続された通
常のＬＣフイルタとに接続されている。ＬＣフイルタ及
び負荷のための戻り電流用の接続は二次巻線２４のセン
ター・タツプへの経路２７に設けられている。
流ダイオード２５及び２６と、負荷ＲＬに接続された通
常のＬＣフイルタとに接続されている。ＬＣフイルタ及
び負荷のための戻り電流用の接続は二次巻線２４のセン
ター・タツプへの経路２７に設けられている。
【００３０】図２に示された電流感知回路において、パ
ワー変圧器Ｔ１の二次巻線及び一次巻線とに磁気的に結
合されている付加巻線２０は、電流感知変圧器Ｔ２の二
次巻線２１と電気的に接続されており、この回路の出力
は、４つの整流ダイオード２８ａ、２８ｂ、２８ｃ及び
２８ｄを経て、図１のように、変圧器Ｔ２の二次巻線中
の電流を電圧ＶＩに変換する抵抗ＲＣＳに接続されてい
る。
ワー変圧器Ｔ１の二次巻線及び一次巻線とに磁気的に結
合されている付加巻線２０は、電流感知変圧器Ｔ２の二
次巻線２１と電気的に接続されており、この回路の出力
は、４つの整流ダイオード２８ａ、２８ｂ、２８ｃ及び
２８ｄを経て、図１のように、変圧器Ｔ２の二次巻線中
の電流を電圧ＶＩに変換する抵抗ＲＣＳに接続されてい
る。
【００３１】図３は本発明を適用していない従来の２ト
ランジスタ順方向コンバータを示す図である。パワー変
圧器は符号Ｔ１で示されており、電流感知変圧器はＴ２
で示されている。また、図３の必須の素子は、夫々の変
圧器がそれらの磁気インダクタンスＬＰ及びＬＣを別々
に表わした等価回路を示した図４にも示されている。こ
れらの回路の機能は、本発明の説明が進むにつれて、明
らかになる。
ランジスタ順方向コンバータを示す図である。パワー変
圧器は符号Ｔ１で示されており、電流感知変圧器はＴ２
で示されている。また、図３の必須の素子は、夫々の変
圧器がそれらの磁気インダクタンスＬＰ及びＬＣを別々
に表わした等価回路を示した図４にも示されている。こ
れらの回路の機能は、本発明の説明が進むにつれて、明
らかになる。
【００３２】従来の電流感知回路は、電流ＩＳに比例し
た電圧ＶＩを発生するが、この場合、電流ＩＳは、感知
電流ＩＳを劣化するパワー変圧器Ｔ１の磁化電流ＩＭの
電流成分を含んでいる。本発明は、ＩＭＣがパワー変圧
器の磁化電流ＩＭを正確に補償して、ＩＰに比例したＩ
Ｓを作るように、ＶＳを制御することにより自動的に電
流ＩＭＣを制御する回路を与えることによつてこの問題
を解決している。
た電圧ＶＩを発生するが、この場合、電流ＩＳは、感知
電流ＩＳを劣化するパワー変圧器Ｔ１の磁化電流ＩＭの
電流成分を含んでいる。本発明は、ＩＭＣがパワー変圧
器の磁化電流ＩＭを正確に補償して、ＩＰに比例したＩ
Ｓを作るように、ＶＳを制御することにより自動的に電
流ＩＭＣを制御する回路を与えることによつてこの問題
を解決している。
【００３３】以下の数式（１）の条件の下で、ＩＭＣ＝
ＩＭであることが容易に示される。
ＩＭであることが容易に示される。
【００３４】
【数１】
【００３５】上式において、
ＶＳ ＝ 電流感知変圧器の二次巻線にかかる電圧
、ｎＣ ＝ 電流感知変圧器の二次巻線と一次巻線
との巻線比、 ＬＣ ＝ 電流感知変圧器の一次側のインダクタン
ス、ＬＰ ＝ パワー変圧器の一次側のインダクタ
ンス、ＶＰ ＝ パワー変圧器の一次側にかかる電
圧である。
、ｎＣ ＝ 電流感知変圧器の二次巻線と一次巻線
との巻線比、 ＬＣ ＝ 電流感知変圧器の一次側のインダクタン
ス、ＬＰ ＝ パワー変圧器の一次側のインダクタ
ンス、ＶＰ ＝ パワー変圧器の一次側にかかる電
圧である。
【００３６】図１に示された回路は、上述の関係に非常
に似ており、この場合、付加巻線１０はパワー変圧器Ｔ
１上に物理的に配置されており、電流感知変圧器Ｔ２の
二次巻線と電気的に直列に接続されている。また、「物
理的に配置されている」と言う表現は「磁気的に結合さ
れている」ことをも意味している。
に似ており、この場合、付加巻線１０はパワー変圧器Ｔ
１上に物理的に配置されており、電流感知変圧器Ｔ２の
二次巻線と電気的に直列に接続されている。また、「物
理的に配置されている」と言う表現は「磁気的に結合さ
れている」ことをも意味している。
【００３７】本発明の他の局面において、巻線比を別々
に調節するか、または、インダクタンスＬＣ及びＬＰを
組み合わせて巻線比を調節するかによつて（選択された
巻線比にマツチさせるために、パワー変圧器Ｔ１及び電
流感知変圧器Ｔ２は所望のインダクタンスＬＰ及びＬＣ
に簡単に設計することができる）、電流感知変圧器Ｔ２
中に誘起される磁化電流ＩＭＣは、感知された負荷電流
中の磁化電流ＩＭの影響を完全に打ち消す。ＶＩ＜＜Ｖ
Ｓである場合、この打ち消しを達成するための巻線比は
、下記の数式（２）によつて与えられる。
に調節するか、または、インダクタンスＬＣ及びＬＰを
組み合わせて巻線比を調節するかによつて（選択された
巻線比にマツチさせるために、パワー変圧器Ｔ１及び電
流感知変圧器Ｔ２は所望のインダクタンスＬＰ及びＬＣ
に簡単に設計することができる）、電流感知変圧器Ｔ２
中に誘起される磁化電流ＩＭＣは、感知された負荷電流
中の磁化電流ＩＭの影響を完全に打ち消す。ＶＩ＜＜Ｖ
Ｓである場合、この打ち消しを達成するための巻線比は
、下記の数式（２）によつて与えられる。
【００３８】
【数２】
【００３９】上式において、
ＬＣ ＝ 電流感知変圧器の一次側のインダクタン
ス、ＬＰ ＝ パワー変圧器の一次側のインダクタ
ンス、ｎＢ ＝ 付加巻線と、パワー変圧器の二次
巻線との巻線比、 ｎＰ ＝ パワー変圧器の一次巻線と、二次巻線と
の巻線比、 ｎＣ ＝ 電流感知変圧器の二次巻線と、一次巻線
との巻線比である。
ス、ＬＰ ＝ パワー変圧器の一次側のインダクタ
ンス、ｎＢ ＝ 付加巻線と、パワー変圧器の二次
巻線との巻線比、 ｎＰ ＝ パワー変圧器の一次巻線と、二次巻線と
の巻線比、 ｎＣ ＝ 電流感知変圧器の二次巻線と、一次巻線
との巻線比である。
【００４０】感知された電流に関して、パワー変圧器の
磁化電流ＩＭＣの影響の上述の打ち消しは、感知動作の
一部として自動的に達成される。
磁化電流ＩＭＣの影響の上述の打ち消しは、感知動作の
一部として自動的に達成される。
【００４１】電流ＩＭＣ及びＩＭは、夫々ＬＣ及びＬＰ
に跨がつて発生された電圧によつて決められる。付加巻
線（図１においては、１０の巻線、図２においては、２
０の巻線）の電圧は、電圧Ｖｐに比例するから、電流感
知変圧器の二次巻線と電気的に直列接続された付加巻線
の接続は、ＬＣに跨がる電圧を、ＬＰに跨がる電圧に比
例するように強制する。従つて、ＩＭＣはＩＭと比例す
るように強制され、上述の数式（１）及び（２）の関係
に従つて打ち消しが達成される。
に跨がつて発生された電圧によつて決められる。付加巻
線（図１においては、１０の巻線、図２においては、２
０の巻線）の電圧は、電圧Ｖｐに比例するから、電流感
知変圧器の二次巻線と電気的に直列接続された付加巻線
の接続は、ＬＣに跨がる電圧を、ＬＰに跨がる電圧に比
例するように強制する。従つて、ＩＭＣはＩＭと比例す
るように強制され、上述の数式（１）及び（２）の関係
に従つて打ち消しが達成される。
【００４２】既に説明したけれども、両方の変圧器が同
じ材料のコアで製造され、かつ、両方の変圧器が全く同
じ温度になるよう接近した状態に維持された時、上述の
打ち消しは、あらゆる周囲温度及びすべての動作点にお
いて自動的に行なわれることには注意を向ける必要があ
る。従つて、複雑で、高価な補償回路を用いる必要がな
くなる。
じ材料のコアで製造され、かつ、両方の変圧器が全く同
じ温度になるよう接近した状態に維持された時、上述の
打ち消しは、あらゆる周囲温度及びすべての動作点にお
いて自動的に行なわれることには注意を向ける必要があ
る。従つて、複雑で、高価な補償回路を用いる必要がな
くなる。
【００４３】本発明に従つた構造は、２つの異なつた実
験的なＤＣ−ＤＣコンバータのトポロジーによつて成功
裡に実施化されており、その内の一方のコンバータが図
５に示されている。
験的なＤＣ−ＤＣコンバータのトポロジーによつて成功
裡に実施化されており、その内の一方のコンバータが図
５に示されている。
【００４４】図５において、ＤＣ電源５０は、ダイオー
ドＤ１と直列接続されたスイツチング・トランジスタＳ
１（ＭＯＳＦＥＴ）に跨がつて接続されている。電圧Ｖ
ＧＳ−１を与える電圧源（ゲートとソース間の電圧）は
、トランジスタＳ１のゲート端子と、トランジスタＳ１
及びダイオードＤ１の中間点との間に接続されている。
ドＤ１と直列接続されたスイツチング・トランジスタＳ
１（ＭＯＳＦＥＴ）に跨がつて接続されている。電圧Ｖ
ＧＳ−１を与える電圧源（ゲートとソース間の電圧）は
、トランジスタＳ１のゲート端子と、トランジスタＳ１
及びダイオードＤ１の中間点との間に接続されている。
【００４５】電圧ＶＧＳ−１を与える電圧源の負の端子
はパワー変圧器Ｔ１の一次巻線５１の一方の側に接続さ
れている。第１の電圧ＶＧＳ−１と同じ電圧値であるが
、第１の電圧源とは隔離されている第２の電圧ＶＧＳ−
２の電圧源は、トランジスタＳ１と同じ種類のＭＯＳＦ
ＥＴのトランジスタＳ２のゲート端子に接続されている
。ダイオードＤ２はＤ１と同じ種類のものである。一次
巻線５１の反対側はダイオードＤ２に接続されている。
はパワー変圧器Ｔ１の一次巻線５１の一方の側に接続さ
れている。第１の電圧ＶＧＳ−１と同じ電圧値であるが
、第１の電圧源とは隔離されている第２の電圧ＶＧＳ−
２の電圧源は、トランジスタＳ１と同じ種類のＭＯＳＦ
ＥＴのトランジスタＳ２のゲート端子に接続されている
。ダイオードＤ２はＤ１と同じ種類のものである。一次
巻線５１の反対側はダイオードＤ２に接続されている。
【００４６】電流感知変圧器Ｔ２は、その二次巻線５３
に電流を発生するが、その電流は、他の回路によつて使
用するための電圧に変換されねばならない。抵抗ＲＣＳ
は、この点において電流から電圧に変換するための実際
の素子であるけれども、しかし、抵抗ＲＣＳは、所望の
波形を発生するために、スイツチング・トランジスタ及
びダイオードのような他の素子の助力が必要である。本
発明に従つて配列され、作られた図５に示された切換モ
ードＤＣ−ＤＣコンバータの実際の値は後掲の表に示さ
れている。
に電流を発生するが、その電流は、他の回路によつて使
用するための電圧に変換されねばならない。抵抗ＲＣＳ
は、この点において電流から電圧に変換するための実際
の素子であるけれども、しかし、抵抗ＲＣＳは、所望の
波形を発生するために、スイツチング・トランジスタ及
びダイオードのような他の素子の助力が必要である。本
発明に従つて配列され、作られた図５に示された切換モ
ードＤＣ−ＤＣコンバータの実際の値は後掲の表に示さ
れている。
【００４７】また、図５に示されたように、破線で囲ま
れた部分の素子は、本発明に従つた「電流感知回路」を
構成する素子である。これらの素子には、パワー変圧器
Ｔ１に対しては磁気的な関係で結合されており、電流感
知変圧器Ｔ２の二次巻線５３に対しては電気的に接続さ
れている、付加巻線５４を含んでおり、この巻線５４に
よつて、一次巻線５１が電圧ＶＰによつて付勢された時
に、巻線５３の正の端子を離れる電流が、巻線５４の正
の端子に入り、その結果、電圧ＶＣＳに関して、パワー
変圧器Ｔ１の磁化電流の悪影響が除去される。付加巻線
５４の電圧は、電圧ＶＰが巻線５１に印加された時に、
電圧ＶＣＳに付加される。
れた部分の素子は、本発明に従つた「電流感知回路」を
構成する素子である。これらの素子には、パワー変圧器
Ｔ１に対しては磁気的な関係で結合されており、電流感
知変圧器Ｔ２の二次巻線５３に対しては電気的に接続さ
れている、付加巻線５４を含んでおり、この巻線５４に
よつて、一次巻線５１が電圧ＶＰによつて付勢された時
に、巻線５３の正の端子を離れる電流が、巻線５４の正
の端子に入り、その結果、電圧ＶＣＳに関して、パワー
変圧器Ｔ１の磁化電流の悪影響が除去される。付加巻線
５４の電圧は、電圧ＶＰが巻線５１に印加された時に、
電圧ＶＣＳに付加される。
【００４８】図５において、２極の双投型（Ｄｏｕｂｌ
ｅ−Ｐｏｌｅ， Ｄｏｕｂｌｅ−Ｔｈｒｏｗ−ＤＰＤＴ
）スイツチが参照数字５５で示されており、このＤＰＤ
Ｔスイツチは、本発明の効果を確かめる目的で設けられ
たものであつて、スイツチ位置１において、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路に付加巻線５４を接続し、スイツチ位置
２において、付加巻線５４をコンバータ回路から遮断す
るためのものである。従つて、通常は、このＤＰＤＴス
イツチ５５はコンバータ回路はない。
ｅ−Ｐｏｌｅ， Ｄｏｕｂｌｅ−Ｔｈｒｏｗ−ＤＰＤＴ
）スイツチが参照数字５５で示されており、このＤＰＤ
Ｔスイツチは、本発明の効果を確かめる目的で設けられ
たものであつて、スイツチ位置１において、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路に付加巻線５４を接続し、スイツチ位置
２において、付加巻線５４をコンバータ回路から遮断す
るためのものである。従つて、通常は、このＤＰＤＴス
イツチ５５はコンバータ回路はない。
【００４９】この回路中の他の素子の値は後掲の表に示
されているが、符号Ｓ３を付した素子は、この回路でス
イツチとして用いられている小さなｎチヤンネルＭＯＳ
ＦＥＴである。この機能は、パワー変圧器Ｔ１の二次巻
線５６に素子Ｓ３のゲート端子を接続することによつて
スイツチＳ３を電圧ＶＧ１に応答させ、これにより、一
次側のパワー・トランジスタＳ１及びＳ２が導通（オン
に転じている）している間だけで、素子Ｓ３に電流を感
知させ、そして、一次側のパワー・トランジスタＳ１及
びＳ２が非導通（オフに転じている）の時に、電流感知
変圧器Ｔ２の二次巻線５３中に電流が循環するのを防止
する。
されているが、符号Ｓ３を付した素子は、この回路でス
イツチとして用いられている小さなｎチヤンネルＭＯＳ
ＦＥＴである。この機能は、パワー変圧器Ｔ１の二次巻
線５６に素子Ｓ３のゲート端子を接続することによつて
スイツチＳ３を電圧ＶＧ１に応答させ、これにより、一
次側のパワー・トランジスタＳ１及びＳ２が導通（オン
に転じている）している間だけで、素子Ｓ３に電流を感
知させ、そして、一次側のパワー・トランジスタＳ１及
びＳ２が非導通（オフに転じている）の時に、電流感知
変圧器Ｔ２の二次巻線５３中に電流が循環するのを防止
する。
【００５０】変圧器Ｔ１のコアはマグネテイツクス社（
Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ， Ｉｎｃ．）の部品番号Ｐ−４２
６２０−ＵＧであり、二次巻線の巻線数は２回巻であり
、付加巻線の巻線数は３回巻である。変圧器Ｔ２のコア
はマグネテイツクス社の部品番号Ｐ−４２０１６−ＵＧ
であり、一次巻線の巻線数は５０回巻であり、二次巻線
の巻線数は１回巻である。使用されたスイツチング周波
数は１００キロヘルツであつた。Ｔ１及びＴ２は約０．
０５０８ミリメートル（２ミル）の空隙を持つている。 図５の回路に用いられた各種の値を以下の表に示す。
Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ， Ｉｎｃ．）の部品番号Ｐ−４２
６２０−ＵＧであり、二次巻線の巻線数は２回巻であり
、付加巻線の巻線数は３回巻である。変圧器Ｔ２のコア
はマグネテイツクス社の部品番号Ｐ−４２０１６−ＵＧ
であり、一次巻線の巻線数は５０回巻であり、二次巻線
の巻線数は１回巻である。使用されたスイツチング周波
数は１００キロヘルツであつた。Ｔ１及びＴ２は約０．
０５０８ミリメートル（２ミル）の空隙を持つている。 図５の回路に用いられた各種の値を以下の表に示す。
【００５１】
電流素子
値
Ｓ１、Ｓ２
２Ｎ６７６４
Ｓ３
２Ｎ６７８２
Ｄ１、Ｄ２
１Ｎ５８０６ Ｄ３
、Ｄ４
１Ｎ６３９１ Ｄ５、Ｄ６
、Ｄ７
１Ｎ４１４８ Ｄ８
１Ｎ４４７１ Ｌ
７．５マイ
クロ・ヘンリー Ｃ
１２５マ
イクロ・フアラツド ＲＣＳ
５．１オーム Ｒ１
１０００オーム
値
Ｓ１、Ｓ２
２Ｎ６７６４
Ｓ３
２Ｎ６７８２
Ｄ１、Ｄ２
１Ｎ５８０６ Ｄ３
、Ｄ４
１Ｎ６３９１ Ｄ５、Ｄ６
、Ｄ７
１Ｎ４１４８ Ｄ８
１Ｎ４４７１ Ｌ
７．５マイ
クロ・ヘンリー Ｃ
１２５マ
イクロ・フアラツド ＲＣＳ
５．１オーム Ｒ１
１０００オーム
【００５２】図６は種々の電圧及び電流
との間の相対的な時間関係を示す図であつて、電圧ＶＣ
Ｓの傾斜Ｍが、電流Ｉの傾斜Ｍに対して一層良好に整列
して維持されている本発明の効果を示している。
との間の相対的な時間関係を示す図であつて、電圧ＶＣ
Ｓの傾斜Ｍが、電流Ｉの傾斜Ｍに対して一層良好に整列
して維持されている本発明の効果を示している。
【００５３】ＤＣ−ＤＣコンバータの目的は、電気素子
の組み合せが、電圧源の電圧変動、または、負荷電流の
変動とは無関係に、変動する電圧源から、一定の出力電
圧か、または、調整された出力電圧を発生するように、
制御回路と結合して動作させることにある。ＤＣ−ＤＣ
コンバータと共に動作させる制御回路の設計において、
電流Ｉ（ＬＣフイルタの誘導子Ｌ中に流れる電流）は、
予め知られた値でなければならないが、しかし、その大
きさは、非常に大きいので、その値を直接に得ることに
は不便がある（あまり実用的ではない）。
の組み合せが、電圧源の電圧変動、または、負荷電流の
変動とは無関係に、変動する電圧源から、一定の出力電
圧か、または、調整された出力電圧を発生するように、
制御回路と結合して動作させることにある。ＤＣ−ＤＣ
コンバータと共に動作させる制御回路の設計において、
電流Ｉ（ＬＣフイルタの誘導子Ｌ中に流れる電流）は、
予め知られた値でなければならないが、しかし、その大
きさは、非常に大きいので、その値を直接に得ることに
は不便がある（あまり実用的ではない）。
【００５４】電流Ｉに対して予測可能な関係を持つ、よ
り小さな他の電流の値を得ることによつて大きな電流値
を決定するほうが、より実際的である。そのような電流
は、パワー変圧器Ｔ１の一次巻線中に流れるより小さな
電流ＩＧであるけれども、しかし、従来の装置において
は、感知された電流ＩＧの値が電流Ｉに対する関係にお
いて信頼性に欠けているために、このＩＧ電流は、好ま
しくない、有害な影響を与える要素を含んでいる。
り小さな他の電流の値を得ることによつて大きな電流値
を決定するほうが、より実際的である。そのような電流
は、パワー変圧器Ｔ１の一次巻線中に流れるより小さな
電流ＩＧであるけれども、しかし、従来の装置において
は、感知された電流ＩＧの値が電流Ｉに対する関係にお
いて信頼性に欠けているために、このＩＧ電流は、好ま
しくない、有害な影響を与える要素を含んでいる。
【００５５】この有害な影響を与える要素は、図１に示
した磁化電流ＩＭであつて、これについては、既に説明
した通りである。電流ＩＧは電圧源５０の電圧変動と共
に変動しており、そして、電流ＩＧの感知電流値は小さ
な値なので、出来る限り、常に、正確に測定されなけれ
ばならない。
した磁化電流ＩＭであつて、これについては、既に説明
した通りである。電流ＩＧは電圧源５０の電圧変動と共
に変動しており、そして、電流ＩＧの感知電流値は小さ
な値なので、出来る限り、常に、正確に測定されなけれ
ばならない。
【００５６】図６に示したＩＧの感知電流の傾斜Ｍが電
流Ｉの傾斜Ｍに対して一定の関係を持つているので、こ
の電流ＩＧを感知することに関して特に重要なことは、
図６の電流Ｉの傾斜Ｍに関する情報である。本発明は、
図５の抵抗ＲＣＳを用いることにより、感知電流ＩＳを
電圧ＶＣＳに変換しており、本発明の効果が図６の電圧
のグラフＶＣＳの傾斜Ｍによつて示されている。
流Ｉの傾斜Ｍに対して一定の関係を持つているので、こ
の電流ＩＧを感知することに関して特に重要なことは、
図６の電流Ｉの傾斜Ｍに関する情報である。本発明は、
図５の抵抗ＲＣＳを用いることにより、感知電流ＩＳを
電圧ＶＣＳに変換しており、本発明の効果が図６の電圧
のグラフＶＣＳの傾斜Ｍによつて示されている。
【００５７】勿論、電力供給回路全体が他の素子を含ん
でいるのは当然のことであるが、本発明は、上述した小
さな電流の感知及び制御だけを取り扱つているので、図
示された回路は、本発明の利点について誤解を生じない
ように、本発明に関係のない素子は含まれていない。
でいるのは当然のことであるが、本発明は、上述した小
さな電流の感知及び制御だけを取り扱つているので、図
示された回路は、本発明の利点について誤解を生じない
ように、本発明に関係のない素子は含まれていない。
【００５８】図７の回路は通常の全波ブリツジＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに本発明を適用した実施例の図である。こ
の回路は、本発明によつて与えられた効果を示す目的の
ために特定の素子を用いて作られたものである。
Ｃコンバータに本発明を適用した実施例の図である。こ
の回路は、本発明によつて与えられた効果を示す目的の
ために特定の素子を用いて作られたものである。
【００５９】２８ボルトの直流電圧供給源７０が２つの
ＭＯＳＦＥＴのスイツチング・トランジスタ７２及び７
３の間の点７１に接続されている。これらの２つのトラ
ンジスタ７２及び７３のドレイン端子はこの点７１に接
続されている。
ＭＯＳＦＥＴのスイツチング・トランジスタ７２及び７
３の間の点７１に接続されている。これらの２つのトラ
ンジスタ７２及び７３のドレイン端子はこの点７１に接
続されている。
【００６０】直流電圧供給源７０の他端は他の２つのＭ
ＯＳＦＥＴのスイツチング・トランジスタ７５及び７６
の間の点７４に接続されている。トランジスタ７２、７
３、７５及び７６の４つのトランジスタは２Ｎ６７６４
型のトランジスタであり、後掲の表に示されている。図
７に示されているように、電圧ＶＧＳ１の電源端子はト
ランジスタ７２及び７６のゲート端子及びソース端子の
間に接続されており、電圧ＶＧＳ２の電源端子はトラン
ジスタ７３及び７５のゲート端子及びソース端子との間
に接続されている。電圧ＶＧＳ１及びＶＧＳ２を与える
４つの電圧供給源は相互に電池的に（Ｇａｌｖａｎｉｃ
ａｌｌｙ）隔離されている。
ＯＳＦＥＴのスイツチング・トランジスタ７５及び７６
の間の点７４に接続されている。トランジスタ７２、７
３、７５及び７６の４つのトランジスタは２Ｎ６７６４
型のトランジスタであり、後掲の表に示されている。図
７に示されているように、電圧ＶＧＳ１の電源端子はト
ランジスタ７２及び７６のゲート端子及びソース端子の
間に接続されており、電圧ＶＧＳ２の電源端子はトラン
ジスタ７３及び７５のゲート端子及びソース端子との間
に接続されている。電圧ＶＧＳ１及びＶＧＳ２を与える
４つの電圧供給源は相互に電池的に（Ｇａｌｖａｎｉｃ
ａｌｌｙ）隔離されている。
【００６１】パワー変圧器Ｔ１の一次巻線７７と、電流
感知変圧器Ｔ２の一次巻線７８はこのブリツジ回路の他
の２つの点７９及び８０の間で直列に接続されている。 本発明に従つて、付加巻線８１は、パワー変圧器Ｔ１と
磁気的な結合関係で配置されており、そして、電流感知
変圧器Ｔ２と電気的に直列に接続されている。
感知変圧器Ｔ２の一次巻線７８はこのブリツジ回路の他
の２つの点７９及び８０の間で直列に接続されている。 本発明に従つて、付加巻線８１は、パワー変圧器Ｔ１と
磁気的な結合関係で配置されており、そして、電流感知
変圧器Ｔ２と電気的に直列に接続されている。
【００６２】付加巻線８１は電流感知変圧器Ｔ２の二次
巻線８２と電気的に直列に接続されており、そして、本
発明の効果を示すために、参照数字８３で示された単極
双投（ＳＰＤＴ）スイツチがこの回路に接続されている
。このＳＰＤＴスイツチ８３は、本発明を適用する回路
には通常、含まれることはなく、図７に示した本発明の
回路の効果を示すためにのみ用いられるものであること
には注意を払う必要がある。
巻線８２と電気的に直列に接続されており、そして、本
発明の効果を示すために、参照数字８３で示された単極
双投（ＳＰＤＴ）スイツチがこの回路に接続されている
。このＳＰＤＴスイツチ８３は、本発明を適用する回路
には通常、含まれることはなく、図７に示した本発明の
回路の効果を示すためにのみ用いられるものであること
には注意を払う必要がある。
【００６３】ＳＰＤＴスイツチ８３の位置１において、
付加巻線８１は動作状態にされ、位置２において、付加
巻線８１は回路から遮断される。既に説明したように、
本発明に従つた回路を動作する場合には、ＳＰＤＴスイ
ツチ８３は位置２にされることはなく、一次巻線７７が
電圧ＶＰによつて付勢された時に、巻線８２の正の端子
を離れる電流が巻線８１の正の端子に入るように、付加
巻線８１の位置は二次巻線８２と直列に配列されている
。付加巻線８１の電圧は、電圧ＶＰが巻線７７に印加さ
れた時に、電圧ＶＣＳに等価に加えられる。
付加巻線８１は動作状態にされ、位置２において、付加
巻線８１は回路から遮断される。既に説明したように、
本発明に従つた回路を動作する場合には、ＳＰＤＴスイ
ツチ８３は位置２にされることはなく、一次巻線７７が
電圧ＶＰによつて付勢された時に、巻線８２の正の端子
を離れる電流が巻線８１の正の端子に入るように、付加
巻線８１の位置は二次巻線８２と直列に配列されている
。付加巻線８１の電圧は、電圧ＶＰが巻線７７に印加さ
れた時に、電圧ＶＣＳに等価に加えられる。
【００６４】小さなｎチヤンネルＭＯＳＦＥＴのスイツ
チング・トランジスタＳ１は、電圧ＶＧ１に接続された
ゲート端子を有するスイツチとして作用するように接続
されている。従つて、スイツチＳ１は、一次側のパワー
・トランジスタ７１、７３、７５及び７６が導通してい
る（オンに転じている）間だけ、電流変圧器Ｔ２の二次
巻線からの電流を感知可能にさせる。
チング・トランジスタＳ１は、電圧ＶＧ１に接続された
ゲート端子を有するスイツチとして作用するように接続
されている。従つて、スイツチＳ１は、一次側のパワー
・トランジスタ７１、７３、７５及び７６が導通してい
る（オンに転じている）間だけ、電流変圧器Ｔ２の二次
巻線からの電流を感知可能にさせる。
【００６５】他方、パワー変圧器Ｔ１の二次巻線の電流
は、ＬＣフイルタを通つて流れる前に２つのダイオード
Ｄ１及びＤ２によつて整流される。電流変圧器Ｔ２の二
次巻線の電流はダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５及びＤ６に
よつて整流されて、電流ＩＳを発生する。
は、ＬＣフイルタを通つて流れる前に２つのダイオード
Ｄ１及びＤ２によつて整流される。電流変圧器Ｔ２の二
次巻線の電流はダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５及びＤ６に
よつて整流されて、電流ＩＳを発生する。
【００６６】ダイオードＤ７は、トランジスタ７２、７
３、７５及び７６がオフの間で変圧器Ｔ２の二次巻線を
接地電位にクランプする。ダイオードＤ８は、ゲート、
ソース間に過剰な電圧がかかつた時にＳ１を保護する。 Ｒ１はスイツチング・トランジスタＳ１が高い周波数で
自励発振するのを阻止する。
３、７５及び７６がオフの間で変圧器Ｔ２の二次巻線を
接地電位にクランプする。ダイオードＤ８は、ゲート、
ソース間に過剰な電圧がかかつた時にＳ１を保護する。 Ｒ１はスイツチング・トランジスタＳ１が高い周波数で
自励発振するのを阻止する。
【００６７】変圧器Ｔ１及びＴ２は、Ｔ１がセンター・
タツプの両側に２回巻の巻線を持つていることを除けば
、図５に用いられたものと同じである。図７に用いられ
た各素子の値を以下の表に示す。
タツプの両側に２回巻の巻線を持つていることを除けば
、図５に用いられたものと同じである。図７に用いられ
た各素子の値を以下の表に示す。
【００６８】
電流素子
値
７０
２８ボルト直流
７２、７３、７５、７６
２Ｎ６７６４ Ｓ１
２Ｎ６７６２ Ｄ１、Ｄ２
１Ｎ６３９１ Ｄ３、Ｄ４、Ｄ
５、Ｄ６、Ｄ７ １
Ｎ４１４８ Ｄ８
１Ｎ４４７１ Ｒ１
１０オーム ＲＣＳ
５．１オーム Ｌ
７．５
マイクロ・ヘンリー Ｃ
１２５マイクロ・フアラツド
値
７０
２８ボルト直流
７２、７３、７５、７６
２Ｎ６７６４ Ｓ１
２Ｎ６７６２ Ｄ１、Ｄ２
１Ｎ６３９１ Ｄ３、Ｄ４、Ｄ
５、Ｄ６、Ｄ７ １
Ｎ４１４８ Ｄ８
１Ｎ４４７１ Ｒ１
１０オーム ＲＣＳ
５．１オーム Ｌ
７．５
マイクロ・ヘンリー Ｃ
１２５マイクロ・フアラツド
【００６９】図８は図７の
回路の動作の電圧及び電流のグラフを示す図である。最
下部に示した電圧ＶＣＳのグラフは、本発明の回路を持
たない場合（図７のスイツチ８３の位置２）の電圧ＶＣ
Ｓの傾斜と、本発明の回路を適用した場合（図７のスイ
ツチ８３の位置１）の電圧ＶＣＳの傾斜とを比較するた
めに示されている。このグラフから明らかなように、本
発明を適用した場合には、電圧ＶＣＳの傾斜Ｍは電流Ｉ
の傾斜に、より一層近くなつている。
回路の動作の電圧及び電流のグラフを示す図である。最
下部に示した電圧ＶＣＳのグラフは、本発明の回路を持
たない場合（図７のスイツチ８３の位置２）の電圧ＶＣ
Ｓの傾斜と、本発明の回路を適用した場合（図７のスイ
ツチ８３の位置１）の電圧ＶＣＳの傾斜とを比較するた
めに示されている。このグラフから明らかなように、本
発明を適用した場合には、電圧ＶＣＳの傾斜Ｍは電流Ｉ
の傾斜に、より一層近くなつている。
【００７０】
【発明の効果】本発明はコンバータ回路における負荷電
流の感知に関して、磁化電流の悪影響を最小限にとどめ
、しかも、周囲の温度変化によつて影響を受けない安定
した性能を持つた切換モードＤＣ−ＤＣパワー・コンバ
ータを与える。
流の感知に関して、磁化電流の悪影響を最小限にとどめ
、しかも、周囲の温度変化によつて影響を受けない安定
した性能を持つた切換モードＤＣ−ＤＣパワー・コンバ
ータを与える。
【図１】切換モード順方向ＤＣ−ＤＣパワー・コンバー
タにおける本発明の特徴を説明するために、パワー変圧
器及び電流感知変圧器のモデルを持つ等価回路図である
。
タにおける本発明の特徴を説明するために、パワー変圧
器及び電流感知変圧器のモデルを持つ等価回路図である
。
【図２】本発明の回路装置を含んだ通常の全波ブリツジ
ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。
【図３】磁化電流に対して補償する手段を持たず、従来
の技術に従つて電流感知変圧器の巻線を使用した２トラ
ンジスタ順方向コンバータを示す図である。
の技術に従つて電流感知変圧器の巻線を使用した２トラ
ンジスタ順方向コンバータを示す図である。
【図４】夫々の磁気インダクタンスを示す為に、図３の
必須の要素である変圧器の等価回路を説明するための図
である。
必須の要素である変圧器の等価回路を説明するための図
である。
【図５】スイツチ位置１においてコンバータ回路に本発
明の回路が接続され、スイツチ位置２において本発明の
回路をコンバータ回路から遮断されるように双極双投（
ＤＰＤＴ）スイツチを使用した本発明の回路図である。
明の回路が接続され、スイツチ位置２において本発明の
回路をコンバータ回路から遮断されるように双極双投（
ＤＰＤＴ）スイツチを使用した本発明の回路図である。
【図６】図５に示した夫々の電圧信号及び電流信号の相
対的な関係を説明するためのタイミング図である。
対的な関係を説明するためのタイミング図である。
【図７】図２に示したような全波ブリツジＤＣ−ＤＣコ
ンバータ中に本発明を適用した回路の効果を示すために
、パワー変圧器に電流感知変圧器の巻線を接続するため
の単極双投（ＳＰＤＴ）スイツチを接続して、スイツチ
位置１において電流感知変圧器の巻線が接続され、スイ
ツチ２においてその巻線は除かれるようにした回路図で
ある。
ンバータ中に本発明を適用した回路の効果を示すために
、パワー変圧器に電流感知変圧器の巻線を接続するため
の単極双投（ＳＰＤＴ）スイツチを接続して、スイツチ
位置１において電流感知変圧器の巻線が接続され、スイ
ツチ２においてその巻線は除かれるようにした回路図で
ある。
【図８】図７の回路に示した夫々の電圧及び電流信号の
相対的な関係を説明するためのタイミング図である。
相対的な関係を説明するためのタイミング図である。
１０、２０、５４、８１ 付加巻線
１１、２３、５１、７７ パワー変圧器の一次巻線１
２、２４、５６ パワー変圧器の二次巻線１５、２２
、５２ 電流感知変圧器の一次巻線１６、２１、５３
、８２ 電流感知変圧器の二次巻線５０、７０ 供
給電圧源 Ｔ１ パワー変圧器 Ｔ２ 電流感知変圧器 ＩＭ 磁化電流
２、２４、５６ パワー変圧器の二次巻線１５、２２
、５２ 電流感知変圧器の一次巻線１６、２１、５３
、８２ 電流感知変圧器の二次巻線５０、７０ 供
給電圧源 Ｔ１ パワー変圧器 Ｔ２ 電流感知変圧器 ＩＭ 磁化電流
Claims (15)
- 【請求項１】 入力手段と、出力手段と、上記入力手
段及び上記出力手段を分離するために接続された一次巻
線及び二次巻線を持つパワー変圧器と、一次巻線及び二
次巻線を持つ電流感知変圧器とを有する切換モードＤＣ
−ＤＣパワー・コンバータにおいて、上記電流感知変圧
器は上記パワー変圧器の上記二次巻線中の負荷電流を感
知するための、パワー変圧器と磁気的に結合された付加
巻線を有し、上記付加巻線は上記電流感知変圧器と電気
的に接続されていることと、電流感知回路手段は上記パ
ワー変圧器及び上記電流感知変圧器の両方の磁化電流の
影響を制限するために接続された上記電流感知変圧器の
上記付加巻線を含んでいることと、これにより、上記磁
化電流が、上記感知された負荷電流の値を劣下させない
こととを特徴とする切換モード・パワー・コンバータ。 - 【請求項２】 上記付加巻線は上記電流感知変圧器の
上記二次巻線に電気的に接続されていることを特徴とす
る請求項１に記載の切換モード・パワー・コンバータ。 - 【請求項３】 上記付加巻線は上記電流感知変圧器の
上記二次巻線と電気的に直列に接続されていることを特
徴とする請求項１に記載の切換モード・パワー・コンバ
ータ。 - 【請求項４】 上記付加巻線は上記磁化電流に対して
予め決められた限界に影響するために予め決められた巻
線数を持つていることを特徴とする請求項１に記載の切
換モード・パワー・コンバータ。 - 【請求項５】 上記付加巻線は上記電流感知変圧器の
上記二次巻線に対して予め決められた関係に配列された
予め決められた巻線数を持つていることを特徴とする請
求項１に記載の切換モード・パワー・コンバータ。 - 【請求項６】 上記入力手段はブリツジに接続された
手段を含んでいることを特徴とする請求項１に記載の切
換モード・パワー・コンバータ。 - 【請求項７】 上記入力手段はブリツジ接続された電
気素子の組み合わせを含み、その出力は上記パワー変圧
器及び上記電流感知変圧器に接続されていることを特徴
とする請求項１に記載の切換モード・パワー・コンバー
タ。 - 【請求項８】 上記入力手段は予め決められた配列に
接続された複数個のＭＯＳＦＥＴトランジスタを含んで
いることを特徴とする請求項１に記載の切換モード・パ
ワー・コンバータ。 - 【請求項９】 上記入力手段は予め決められた関係を
持つ複数個のスイツチング・トランジスタを有するブリ
ツジ回路を含んでいることを特徴とする請求項１に記載
の切換モード・パワー・コンバータ。 - 【請求項１０】 上記電流感知回路は少なくとも上記
電流感知変圧器及び上記付加巻線を含んでいることを特
徴とする請求項１に記載の切換モード・パワー・コンバ
ータ。 - 【請求項１１】 上記パワー変圧器及び上記電流感知
変圧器の両方は同じ材料で形成されたコアを持つている
ことを特徴とする請求項１に記載の切換モード・パワー
・コンバータ。 - 【請求項１２】 上記パワー変圧器及び電流感知変圧
器の両方は同じ材料のコアで形成されていることを特徴
とする請求項１に記載の切換モード・パワー・コンバー
タ。 - 【請求項１３】 ＬＣを電流感知変圧器の一次側のイ
ンダクタンスとし、ＬＰをパワー変圧器の一次側のイン
ダクタンスとし、ｎＢを付加巻線の巻線数とパワー変圧
器の二次巻線の巻線数との比とし、ｎＰをパワー変圧器
の一次巻線の巻線数と二次巻線の巻線数との比とし、ｎ
Ｃを電流感知変圧器の二次巻線の巻線数と一次巻線の巻
線数との比として、上記付加巻線は、下記の数式【数３
】 によつて決められる巻線数を持つことを特徴とする請求
項１に記載の切換モード・パワー・コンバータ。 - 【請求項１４】 ＶＳを電流感知変圧器の二次側の電
圧とし、ＶＰをパワー変圧器の一次側の電圧とし、ｎＣ
を電流感知変圧器の二次巻線の巻線数と一次巻線の巻線
数との比とし、ＬＣを電流感知変圧器の一次側のインダ
クタンスとし、ＬＰをパワー変圧器の一次側のインダク
タンスとして、上記電流感知変圧器の二次側の電圧は、
下記の数式 【数４】 に従つて上記パワー変圧器の一次側の電圧に関係してい
ることを特徴とする請求項１に記載の切換モード・パワ
ー・コンバータ。 - 【請求項１５】 ＬＣを電流感知変圧器の一次側のイ
ンダクタンスとし、ＬＰをパワー変圧器の一次側のイン
ダクタンスとし、ｎＢを付加巻線の巻線数とパワー変圧
器の二次巻線の巻線数との比とし、ｎＰをパワー変圧器
の一次巻線の巻線数と二次巻線の巻線数との比とし、ｎ
Ｃを電流感知変圧器の二次巻線の巻線数と一次巻線の巻
線数との比とし、ＶＳを電流感知変圧器の二次側の電圧
とし、ＶＰをパワー変圧器の一次側の電圧として、上記
磁化電流の上記制限を達成する巻線比は、下記の数式【
数５】 の関係に従うことと、上記電流感知変圧器の二次巻線の
電圧は下記の数式 【数６】 に従つて、上記パワー変圧器の一次巻線の電圧に関係し
ていることとを特徴とする請求項１に記載の切換モード
・パワー・コンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/619,608 US5068776A (en) | 1990-11-29 | 1990-11-29 | Switched-mode DC-DC power converter for reducing effects of magnetization current |
| US619608 | 1990-11-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04331465A true JPH04331465A (ja) | 1992-11-19 |
| JP2574087B2 JP2574087B2 (ja) | 1997-01-22 |
Family
ID=24482605
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3331627A Expired - Lifetime JP2574087B2 (ja) | 1990-11-29 | 1991-11-21 | 切換モード・パワー・コンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5068776A (ja) |
| JP (1) | JP2574087B2 (ja) |
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| IL106566A0 (en) * | 1992-08-14 | 1993-12-08 | Hughes Aircraft Co | Improved switched mode power supply |
| GB2271478A (en) * | 1992-10-12 | 1994-04-13 | Central Research Lab Ltd | Converter circuit arrangement |
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| CN101622777B (zh) * | 2007-02-27 | 2012-08-29 | Nxp股份有限公司 | 电能转换器中的负载电流检测 |
| CN101345487B (zh) * | 2008-05-21 | 2014-03-12 | 英飞特电子（杭州）股份有限公司 | 原边采样电流控制同步整流驱动电路 |
| US8659284B2 (en) * | 2008-08-21 | 2014-02-25 | Nxp B.V. | Load current detection in electrical power converters |
| JP5092023B2 (ja) * | 2009-02-06 | 2012-12-05 | 新電元工業株式会社 | 電流検出回路および変圧器電流測定システム |
| IT1396322B1 (it) * | 2009-10-08 | 2012-11-16 | Acegas Aps S P A | Trasformatore di misura autoalimentato |
| BR112012019481A8 (pt) * | 2010-02-08 | 2018-06-26 | Koninl Philips Electronics Nv | circuito acionador, dispositivo, método para acionamento de um circuito de carga, produto de programa de computador e mídia de armazenagem |
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