JPH0318274A - 電流共振型コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 く産業上の利用分野〉 本発明は電流が流れない期間を持つ不連続モドの電流共
振型コンバータの制御特性の改善に関するものである。

く従来の技術〉 従来の電流共ｆｉ！型コンバータは、ＬＣ共振を利用し
て、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子の電流の変化を
滑らかに変化する正弦波状の波形にして、スイッチング
させる方式のものであり、スイッチング時の電流波形が
正弦波状（共振波形）である事と、共振電流が零になっ
た時にスイッチする事が出来る為、スイッチング時のノ
イズとスイッチングロスが小さいという特徴がある。従
って、この電流共振型コンバータは、スイッヂング電源
の低ノイズ化、及び高周波化（装置の小形化に関連する
〉に有効な方式とされている。

なお、電流共振型には、電流が流れない期間を持つ不連
続モードと、そうでない連続モードがあり、不連続モー
ドは、半波形と全波形の２つに大別され、どちらも共振
電流は、スイッチングかオンの状態でのみ流れる不連続
なモードでの電流共振型コンバータである。

この電流共振型コンバータでの出力電圧の制御は、スイ
ッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｎの比（ｆｓ　／ｆ
ｎ　）を変える事により行う。特に全波形電流共振型の
場合は、回路の損失を無視ずると、出力電圧は負荷依存
性は無く、入力電圧変動だけの影響を受け、入出力電圧
の関係は、次式に示す様に、スイッヂング周波数と共振
周波数の比により決定される。

Ｖｏｕｔ　／Ｖ　ｉｎ＝　ｆ　ｓ　／　ｆ　ｎ　　　　
　　　　−・・■ただし、Ｖｉｎ　　：入力電圧（ＤＣ
）Ｖｏｕｔ　：出力電圧（ＤＣ） である。

く発明が解決しようとする課題〉 しかしながら、上記従来技術に示す電流共振型コンバ−
タにおいては、共振用素子として固定インダクタや固定
コンデンサを使用している為、上記■式に示す共振周波
数ｆｎは一定であり、出力電圧Ｖｏｕｔを制御ずる為に
は、スイッチング周波数ｆＳを変えていく必要があった
。従って、スイッチング周波数が変動ずる為、並列運転
させる場合においては、ビートが生じる。又、ノイズ対
策が複雑である。更に、コンデンサ、チョークコイル、
トランス等の小形化を妨げる等の課題があった。

本発明は上記従来技術の課題を踏まえて成されたもので
あり、電流共振型コンバータにおいて、スイッチング周
波数を固定のままで、出力電圧か制御出来る電流共振型
コンバータを提供する事を目的としたものである。

〈課題を解決するための手段〉 上記課題を解決する為の本発明の構或は、入力変動や負
荷変動に）ノ６して出力電圧を一定値に制御する不連続
モードの電流共振型コンバータにおいて、可変インダク
タとコンデンサから成るＬＣ共振回路と、出力電圧と基
準電圧の差から前記可変インタクタの制御電流を増減さ
せる呂力電圧制御回路とを設け、制御電流により前記可
変インダクタのインダクタンス値を変えて、共振周波数
を変化させる事により、出力電圧を一定値に制御する様
に構成した事を特徴とするものである。

く作用〉 本発明によると、出力電圧の高低により制御電流を増減
させ、可変インタクタのインダクタンス値を変えて、共
振周波数を変化させる事に・より、スイッチング周波数
か一定のままで、出力電圧を一定値に制御する事か出来
る。

〈実施例〉 以下、本発明を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明に係わる電流共振型コンバータの一実施
例を示す構成図であり、ハーフブリッジ回路方式の全波
形のものである。

第１図において、ｖｉｎは入力電圧、１、２は入力電圧
Ｖｉｎを２分割する分割コンデンサ、３、４は入力電圧
Ｖｉｎの両端に直列に接続するＨＯＳ「ＥＴ等のスイッ
チング素子、５、６はＭＯＳＦＥＴ３、４のゲト・ソー
ス端子間に接続してＭＯＳＦ［Ｔ３、４を駆動ずるゲー
トドライブ回路、７、８は１４０ｓｒＥＴ３、４の寄生
タイオード、９は分割コンデンサ１、２の接続点にイン
タクタ川巻線の一端が接続ずる共振用の可変インタクタ
、１０は半導体スイッチ３、４の接続点と可変インダク
タ９のインダクタ用巻線の他端に１次巻線の両端が接続
する１・ランス、１１はトランス１０の１次巻線の両端
に接続された共振用のコンデンサ、１２、１３は１〜ラ
ンス１０の２次巻線の両端にそれぞれアノード測を接続
する整流用タイオード、１４は整流用ダイオード１２、
１３のカソード四にその一端が接続するチョークコイル
、１５、１６はそれぞれチョークコイル１４の他端と１
〜ランス１０の中点との間に接続するフィルタ用コンデ
ンサ及び負荷抵抗であり、１４、１５は出力フィルタを
楊成ずる。ｖ　ｏｕｔは負荷抵抗の両端に加わる出力電
圧である。又、１７、１８は負荷抵抗１６の両端の電圧
を検出する帛カ電圧検出抵抗、１９は呂力基準電圧値、
２０は出力電圧検出抵抗１７、１８による分圧出力電圧
と出力基準電圧値２０との差をとり増幅するオペアンプ
、２１は負荷抵抗１６の両端の電圧で駆動されるベース
駆動回路、２２はベース駆動回路２１の出力の電流増幅
を行い可変インダクタ９の制御巻線を駆動する電流制御
用のトランジスタであり、１７〜２２で出力電圧制御回
路を構戒している。なお、上記楢成図においては、スイ
ッチング素子として、１４０ｓｌｒＴをあげたか、これ
に限るものではない。

又、第２図は第１図に用いられる可変インタクタ９の原
理図である。

第２図において、材質形状の等しい２個のコア２３、２
４に巻線を施し、インタクタ測を共振回路に、制御側を
制御回路に接続する。即ち、インダクタ用巻線２５には
共振電流■１が流れ、制御巻線２６には制御電流Ｉｃｔ
が流れる。

次に、この可変インタクタの動作原理を説り］ずる。な
お、第３図は磁化（Ｂ一トＩ）曲線上の磁束の動きを示
す図であり、第４図は可変インタクタの特性図である。

第２図において、直流の制御電流Ｉ　ｃｔ１が流れてい
る状態で、共振電流Ｉ１か流れ、インダクタ四のアンペ
アターンよりも制御園のアンペアタンが大きい場合、コ
ア２３の磁化特性は簗３図の第１象限の様に、初期磁化
曲線上の制御電流Ｉｃｔ１で定まる動作点を中心に、共
振電流Ｉ１によって、マイナーループが描かれる事にな
る。なお、マイナール−プの傾きを増分透磁率という。

この制御電流１　ｃｔ１か変化ずれは、共振電流ＩＬに
よるマイナーループは、初期磁化曲線上を移動するので
、増分透磁率が変化する。一方、コア２４については、
制御電流Ｉｃｔの方向か逆であり、第３図の第３象限の
様に、コア２３とは対称な特性となる。この時の可変イ
ンタクタのインダクタンスＬｒは次式で表わされる。

Ｌｒ　　＝２　　μ　ｏ　　　Ｈ　　ｊｔｄ　　　−　
　Ｎ　　２　　−　　Ａ／　　１　　　　　−−−　■
ただし、μ０：真空の透磁率 μｄ：コアの増分透磁率 Ｎ：インタクタ測の巻数 Ａ：断面積 １：磁路長 である。従って、制御電流１ｃｔを変える事により、可
変インタクタのインダクタンスＬｒを変える事が出来、
第４図に示す様に、制御電流ＩＣｔが小さいとインダク
タンスＬｒは大きくなる。

第５図は第１図の動作を説明する為の動作波形図である
。なお、２次側の出力フィルタが十分に大きく、負荷電
流１０は常に一定と仮定する。

７ ８ 第５図において一 （′ｒＯ≦ｔ≦Ｔ１の期間） 時刻ＴＯの直前では、２つのＮＯＳＦＥＴ３、４は共に
オフで、２次側では整流ダイオード１２、１３を通って
、負荷電流■０が還流している。時刻′１゛０でＭＯＳ
ＦＥ丁３がオンすると整流ダイオード１３がオフするま
で、ドレイン・ソース電流Ｉ　ｄｓ１はトランス１０の
１次巻線、及び可変インダクタ９を通ってリニアに増加
する。

（′ｒ１≦ｔ≦１゛２の期間） 時刻Ｔ１で整流ダイオード１３がオフすると、共振用コ
ンデンサ１１及び可変インダクタ９による共振が開始さ
れる。可変インタクタ９の共振電流■１と共振用コンデ
ンサ１１の両端電圧Ｖｃは次式で表わされる。

ＩＬ　　（ｔ）＝ＩＯ　／Ｎ十（Ｖｉｎ／２／Ｚｎ　）
−　ｓｉｎ　　ω（ｔ　−ＴＩ　　） Ｉｄｓｌ−｝−１ｄｌ　　　　　　　　　　　・・・■
Ｖｃ　　（ｔ）＝Ｖｉｎ／２　−　　（Ｖｉｎ／２＞−
ｃｏｓ　　ｂ：＞　　（ｔ−ＴＩ　　）　　　・−　■
ただし、Ｎ：１・ランス１０の巻数比 Ｚｎ：特性インピータンス （Ｚｎ　＝１”’Ｌｒ　／Ｃｒ　） （Ｊ）　：　１／７　Ｌｒ　Ｃｒ Ｉ　ｄｉ　：寄生ダイオード（７）電流である， （　Ｔ　２≦ｔ≦Ｔ３の期間） 共振電流■Ｌが負となり、ＨＯＳｒｌＥＴ３の寄生ダイ
オード７を通って入力開へ電力を回生ずる方向に電流が
流れる。この間にＭＯＳＦＥＴ　３をオフすれば（時刻
′ｌ″ａ　）　、ＮＯＳＦＥＴ３に電流が流れていない
時にタ−ンオフ出来る（零電流スイッチング）為、スイ
ッチングロスが生じない事になる。

｛１゛３≦し≦′ｒ４の期間｝ 時刻Ｔ３において、共振電流Ｉｔは流れなくなるので、
共振用コンデンサ１１は整流タイオード１３がオンする
まで、リニアに放電を続け、共振用コンデンサ１１のＶ
ｃ波形図に示す様に、時刻′Ｉ′４で放電を終わる。

なお、′Ｉ゛１≦ｔ≦′Ｉ゛３の期間では、２次開では
整流ダイオードｌ２だけかオンしている．この後、ＭＯ
ＳＦＥＴ４がターンオンする場合も、上記と同様の動作
をするが、可変インダクタ９を流れる共振電流■［の方
向がＭＯＳＦＥＴ　３とは逆になる。

この様に、ＮＯＳＦＥＴ３、４が交互にオンしながら、
入力エネルギを２次制へ送っていくものである。

次に、可変インダクタによる出力電圧制御について、第
１図及び第６図に示す入力電圧変動に対ずる共振波形の
比較図を用いて説明する。

第６図に示す様に、入力電圧Ｖｉｎ１で動作している時
（第６図（イ〉）に、入力電圧がＶｉｎ２に下った（第
６図（口））とすると、入出力電圧比とｆＳ／ｆｎの関
係は前記■式より、 Ｖｏｕｔ　／Ｖ　ｉｎ＝　ｆ　ｓ’　／　ｆ　ｎただし
、ｆｎ　＝１／２πＪＬｒ　Ｃｒであるから、出力電圧
ｖｏｕｔも低下する。出力電圧Ｖｏｕｔが低下ずると、
オペアンプ２０の負入力は出力基準電圧値１９より小さ
くなり、オペアンプ２０の出力は正となる。ベース駆動
回路２１と電流制御用トランジスタ２２は、オペアンプ
２０の出力が正の時、制御電流Ｉｃｔが小さくなる様に
構成している為、可変インダクタ９のインダクタンスＬ
ｒは増加する。

入力電圧Ｖｉｎ１の時の可変インダクタ９のインダクタ
ンスをＬｒ１、入力電圧Ｖｉｎ２の時の可変インタクタ
９のインダクタンスをＬｒ２とすると、特性インピーダ
ンスＺｎと共振周波数ｆｎは、それぞれ次式で表わされ
る。

（入力電圧Ｖｉｎ１の時） Ｚｎ１＝，４　Ｌｒ１／Ｃｒ　　　　　　　　　・・・
■ｆｎ１＝１／２πｔＬｒｌＣｒ　　　　　　−・−■
（入力電圧Ｖｉｎ２の時） Ｚ　ｎ２＝　Ｊ　Ｉ．，　ｒ２／　Ｃ　ｒ　　　　　　
　　−・・■一ｆｎ２＝１．／２πＪＬｒ２Ｃｒ　　　
　’　　−・・■一ただし、Ｚ　ｎ１＜　Ｚ　ｎ２、ｆ
　ｎ１＞　ｆ　ｎ２、Ｌ　ｒ１＜　Ｌ　ｒ２又、入力電
圧変動前後の出力電圧は次式となる。

（変動前） Ｖｏｕｔ１＝　（　ｆ　ｓ　／　ｆ　ｎｌ）　Ｖ　ｉｎ
１　　　　−−−■（変動後） Ｖｏｕｔ２−（　ｆ　ｓ　／　ｆ　ｎ２）　Ｖ　ｉｎ２
　　　−・・■゛１１ １　２ ただし、Ｖｉｎｌ　＞Ｖｉｎ２　＋　ｆｓは一定従って
、入力電圧かＶｉｎｌからＶｉｎ２へ減少ずると、可変
インダクタのインダクタンスはＬｒ２へ増加する為、共
振周波数はｆｎ２へ下っていき、出力電圧がＶ　ｏｕｔ
１　＝　Ｖ　ｏｕｔ２となった時点で安定する。

この様に、可変インタクタを制御する事により、入力変
動に対して、出力電圧を一定に保つ事が出来る。

又、実回路においては、負荷変動に対しても出力電圧が
変化するが、入力変動の影響よりは遥かに小さく、上記
の様に共振周波数を変えて、入出力電圧比を制御する事
により対応出来る。

なお、上記実施例においては、全波形電流共振型につい
て説明したか、電流が不連続なモードでの電流共振型コ
ンバータである半波形においても、出力電圧の制御はス
イッチング周波数と共振周波数の比を変える事により行
う為、本発明の方式を適用する事が出来る。

く発明の効果〉 以上、実飽例と共に具体的に説明した様に、本発明によ
れば、スイッヂング周波数が一定のままで、出力電圧を
一定値に制御する事が出来る為、ノイズ対策が容易とな
り、又、スイッチング周波数を上げる事で、コンデンサ
、トランス、チョークコイル等の小形化が可能となり、
更に、並列運転させる場合に生じるビートの発生を無く
す事の出来る電流共振型コンバータを実現する事が出来
る。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明に係わる電流共振型コンバータの一実施
例を示す構成図、第２図は第１図に用いられる可変イン
ダクタの一例を示す構成図、第３図は磁化曲線上の磁束
の動きを示す図、第４図は可変インダクタの特性図、第
５図は第１図の動作を説明する為の動作波形図、第６図
は入力電圧変動に対する共振波形の比較図である。 ９・・・共振用の可変インダクタ、１１・・・共振用コ
ンデンサ、１７、１８・・・出力電圧検出抵抗、１９・
・・出力塞準電圧値、２０・・・オペアンプ、２１・・
・ベース駆動回路、２２・・・トランジスタ、Ｖｉｎ・
・・入力電圧、 Ｖｏｕｔ ・・・出力電圧。 １ ５ トー − −４３１− Ｘ　詰ζ −４３２ −１７　’ｔｉｌｔ−１χ冫

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力変動や負荷変動に応じて出力電圧を一定値に制御す
   る不連続モードの電流共振型コンバータにおいて、可変
   インダクタとコンデンサから成るＬＣ共振回路と、出力
   電圧と基準電圧の差から前記可変インダクタの制御電流
   を増減させる出力電圧制御回路とを設け、制御電流によ
   り前記可変インダクタのインダクタンス値を変えて、共
   振周波数を変化させる事により、出力電圧を一定値に制
   御する様に構成した事を特徴とする電流共振型コンバー
   タ。