JPH04344420A - 回転検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はエンコーダ等に用いられ
、２つの抵抗変化素子に流れる電流の変化を検出するこ
とにより回転信号を取り出す回転検出器に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、回転検出器は、回転体の回転を検
出するもので、エンコーダ等に用いられる。

【０００３】例えば、エンコーダは、近年、ロボットや
生産ラインで用いられる単位設備当りの数がかなりの数
に達している。これらのエンコーダは停電後の立ち上げ
時に復帰を行っていたが、単位設備当りのエンコーダ個
数が多くなってきたこと、エンコーダがアブソリュート
化してきたこと等の理由により、迅速な復帰が困難にな
ってきた。このため、エンコーダをバッテリでバックア
ップして復帰作業を簡素化する方法が主流となってきた
。エンコーダをバッテリでバックアップするためには、
エンコーダの消費電流を十分に小さくすることが必要と
なる。

【０００４】従来、エンコーダは、磁気信号が記録され
ていて回転駆動される回転体と、この回転体に記録され
ている磁気信号を検出する図３に示すような回転検出器
とを用いて構成されているものがある。この回転検出器
は、回転体に記録されている磁気信号を検出する磁気抵
抗素子からなる抵抗変化素子１，２と、バイポーラトラ
ンジスタ３，４及び抵抗５，６により構成されていて抵
抗変化素子１，２がバイポーラトランジスタ３，４のエ
ミッタ抵抗として接続された定電流回路と、この定電流
回路の出力電圧を比較するコンパレータ７とにより構成
されている。

【０００５】抵抗変化素子１，２に流れるバイアス電流
はバイポーラトランジスタ３，４のベースに与えられる
電圧Ｖｒｅｆによって決定され、抵抗変化素子１，２は
回転体に記録されている磁気信号を検知してこの磁気信
号に応じて抵抗値が変化する。この抵抗変化素子１，２
の抵抗値変化による電圧変化はバイポーラトランジスタ
３，４により指数関数的に増幅されてコレクタ電流とな
り、抵抗５，６の電圧降下によって電圧変化に変換され
てこれらの電圧変化の差がコンパレータ７によってパル
ス信号Ｖ０に変換される。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記回転検出器ではバ
イポーラトランジスタ３，４のベース・エミッタ間電圧
の変動がコレクタ電流へ指数関数的に増幅されるという
ダイオード特性を利用しているので、抵抗変化素子１，
２にはある程度大きな電流を流す必要がある。また、バ
イポーラトランジスタ３，４はその特性上ベース・コレ
クタ間，ベース・エミッタ間の漏れ電流に対する電流を
流す必要がある。このため、抵抗変化素子１，２にかな
り大きな電流を流す必要があり、バッテリでバックアッ
プすることが困難になると共に抵抗変化素子１，２が発
熱してその特性が劣化するという欠点があった。

【０００７】本発明は上記欠点を改善し、全体の消費電
流を極めて微小な電流にすることができて長時間のバッ
テリによるバックアップが可能になる回転検出器を提供
することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
、本発明は、２つの抵抗変化素子に流れる電流の変化を
検出することにより回転信号を取り出すようにした回転
検出器において、上記２つの抵抗変化素子に断続的な電
流を流すタイミング発生手段を有し、上記断続的な電流
の流れる期間においてのみ前記電流の変化を検出するよ
うに構成したものである。

【０００９】

【作用】タイミング発生手段が２つの抵抗変化素子に断
続的な電流を流し、この断続的な電流の流れる期間にお
いてのみ２つの抵抗変化素子に流れる電流の変化が検出
することにより回転信号が取り出される。

【００１０】

【実施例】図１は本考案の一実施例を示す。この実施例
の回転検出器と図示しない記録体とはエンコーダを構成
し、その記録体は例えば正弦波様の磁気信号が外周部に
回転方向へ沿って記録された回転円板により構成されて
いて回転駆動される。磁気抵抗素子からなる抵抗変化素
子１１，１２は上記回転円板と所定の間隔をおいて対向
して配置され、上記回転円板に記録された磁気信号を検
知してこの磁気信号に応じて抵抗値が変化する。回転円
板が回転している時には抵抗変化素子１１，１２の抵抗
値が回転円板に記録された正弦波様の磁気信号に応じて
正弦波様に変化するが、この抵抗変化素子１１，１２の
抵抗値変化が互いに逆相となるように回転円板の回転方
向へ所定の間隔をおいて配置される。ＰチャンネルのＭ
ＯＳ型電界効果トランジスタ１３，１４は第１のカレン
トミラー回路を構成し、ソースが正の直流電源に接続さ
れる。電界効果トランジスタ１３のドレインはＮチャン
ネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタ１５のドレインに
接続され、電界効果トランジスタ１３，１４のゲートが
電界効果トランジスタ１５のドレインに接続される。電
界効果トランジスタ１５はゲートがＰチャンネルのＭＯ
Ｓ型電界効果トランジスタ１６のドレイン及びＮチャン
ネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタ１７のドレインに
接続され、電界効果トランジスタ１５のソースが抵抗変
化素子１１を介して接地される。電界効果トランジスタ
１６のソースは電界効果トランジスタ１５のドレインに
接続され、電界効果トランジスタ１７のソースは接地さ
れる。電界効果トランジスタ１６，１７のゲートはタイ
ミング発生回路１８のクロックΨを出力する出力端子に
接続される。

【００１１】同様にＰチャンネルのＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタ１９，２０は第２のカレントミラー回路を構
成し、ソースが正の直流電源に接続される。電界効果ト
ランジスタ２０のソースはＮチャンネルのＭＯＳ型電界
効果トランジスタ２１のドレインに接続され、電界効果
トランジスタ１９，２０のゲートが電界効果トランジス
タ２１のドレインに接続される。電界効果トランジスタ
２１はゲートがＰチャンネルのＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタ２２のドレイン及びＮチャンネルのＭＯＳ型電界
効果トランジスタ２３のドレインに接続され、電界効果
トランジスタ２１のソースが抵抗変化素子１２を介して
接地される。電界効果トランジスタ２２のソースは電界
効果トランジスタ２１のドレインに接続され、電界効果
トランジスタ２３のソースは接地される。電界効果トラ
ンジスタ２２，２３のゲートはタイミング発生回路１８
のクロックΨを出力する出力端子に接続される。

【００１２】また、ＮチャンネルのＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタ２４，２５は第３のカレントミラー回路を構
成し、ソースが接地される。電界効果トランジスタ２４
，２５のドレインは電界効果トランジスタ１４，１９の
ドレインにそれぞれ接続され、電界効果トランジスタ２
４，２５のゲートが電界効果トランジスタ１９のドレイ
ンに接続される。そして、電界効果トランジスタ１４の
ドレインと電界効果トランジスタ２４のドレインとの接
続点がラッチ回路２６のゲートに接続され、ラッチ回路
２６のクロック入力端子にはタイミング発生回路１８の
クロックφを出力する出力端子が接続され、ラッチ回路
２６の出力端子ＯＵＴから回転信号が出力される。

【００１３】この実施例において、ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタのドライブ能力βはプロセス定数とチャンネ
ル幅Ｗ、チャンネル長Ｌとの比Ｗ／Ｌで決定される。イ
オン打ち込みなどのような特別な処理をしない限り全て
のＰチャンネルＭＯＳ型電界効果トランジスタと，全て
のＮチャンネルＭＯＳ型電界効果トランジスタのプロセ
ス定数は同一である。したがって、同タイプの２つのＭ
ＯＳ型電界効果トランジスタのドライブ能力βの比はＷ
／Ｌで決まる。一般的に、Ｌは一定であるので、β比は
簡単にＷで決まる。上記カレントミラー回路において、
２つの電界効果トランジスタのゲート電圧Ｖｇｓは同一
であり、２つの電界効果トランジスタの電流比がβ比に
等しくなる。ＭＯＳ型電界効果トランジスタの飽和領域
での特性はＭＯＳ型電界効果トランジスタのドレイン電
流をＩｄとすると、 Ｉｄ＝β（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）２・・・・・（１）で表せ
られる。

【００１４】ＰチャンネルＭＯＳ型電界効果トランジス
タ１３は飽和導通状態ではソース・ゲート間電圧Ｖｇｓ
１がその電流Ｉｄ１で決定され、ＰチャンネルＭＯＳ型
電界効果トランジスタ１３のドライブ能力をβ１とする
と、Ｖｇｓ１＝Ｖｔｈ／（Ｉｄ１／β１）２・・・・・
（２）となる。一方、ＰチャンネルＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタ１４のゲート電圧は電界効果トランジスタ１
３のゲート電圧と同じであるから、電界効果トランジス
タ１４に流れる電流Ｉｄ２は電界効果トランジスタ１４
のドライブ能力をβ２として（２）式に（１）式を代入
すればＩｄ２＝（β２／β１）Ｉｄ１・・・・・（３）
となる。電界効果トランジスタ１３，１４のβ比（β２
／β１）はＷ比（Ｗ２／Ｗ１）であるから、Ｉｄ２＝（
Ｗ２／Ｗ１）Ｉｄ１・・・・・（４）である。Ｗ２：Ｗ
１＝１：ｎであるならば電界効果トランジスタ１４のド
レイン電流が電界効果トランジスタ１３のドレイン電流
のｎ倍である。例えば、電界効果トランジスタ１３のＷ
が２μｍで、電界効果トランジスタ１４のＷが１００μ
ｍであるならば、電界効果トランジスタ１４のドレイン
電流が電界効果トランジスタ１３のドレイン電流の５０
倍になる。

【００１５】電界効果トランジスタ１５の導通状態では
、電界効果トランジスタ１３のドレイン電流が電界効果
トランジスタ１５，抵抗変化素子１１を通して流れて抵
抗変化素子１１の抵抗値に依存するから、抵抗変化素子
１１の電流ｉ１が電界効果トランジスタ１３，１４から
なるカレントミラー回路により増幅される。また、電界
効果トランジスタ１９のチャンネル幅Ｗ３と電界効果ト
ランジスタ２０のチャンネル幅Ｗ４との比率が１：１と
し、電界効果トランジスタ１９のドライブ能力β３と電
界効果トランジスタ２０のドライブ能力β４との比率が
１：１となり、電界効果トランジスタ１９のドレイン電
流と電界効果トランジスタ２０のドレイン電流とが等し
い。電界効果トランジスタ２１の導通状態では、電界効
果トランジスタ２０のドレイン電流は電界効果トランジ
スタ２１，抵抗変化素子１２を通して流れて抵抗変化素
子１２の抵抗値に依存するから、抵抗変化素子１２の電
流ｉ２が電界効果トランジスタ１９，２０からなるカレ
ントミラー回路を介して出力されることになる。

【００１６】電界効果トランジスタ２４のチャンネル幅
Ｗ５と電界効果トランジスタ２５のチャンネル幅Ｗ６と
の比率をｎ：１（例えば２５：１）とすれば、電界効果
トランジスタ２４のドライブ能力β５と電界効果トラン
ジスタ２５のドライブ能力β６との比率がｎ：１（例え
ば２５：１）となり、電界効果トランジスタ２４の電流
ｉ４は電界効果トランジスタ２５の電流ｉ３のｎ倍にな
る。電界効果トランジスタ１５，２１の導通状態では、
抵抗変化素子１１の電流ｉ１は電界効果トランジスタ１
３，１４からなるカレントミラー回路により増幅され、
抵抗変化素子１２の電流ｉ２は電界効果トランジスタ１
９，２０からなるカレントミラー回路を介して電界効果
トランジスタ２４，２５からなるカレントミラー回路に
より増幅されることになる。

【００１７】磁気抵抗素子１１，１２を流れる電流ｉ１
，ｉ２のアンバランスは電界効果トランジスタ１４，２
４の電流のアンバランスとなり、このアンバランス状態
とラッチ回路２６のゲートキャパシタの電荷の状態とで
ラッチ回路２６のゲート状態が決定される。ラッチ回路
２６はゲート状態をタイミング発生回路１８からのクロ
ックφに同期してラッチする。

【００１８】電界効果トランジスタ１５はクロックΨが
タイミング発生回路１８から電界効果トランジスタ１６
，１７からなるレベルシフタを介して入力されることに
より導通状態かカットオフ状態に制御される。同様に、
電界効果トランジスタ２１はクロックΨタイミング発生
回路１８から電界効果トランジスタ２２，２３からなる
レベルシフタを介して入力されることにより導通状態か
カットオフ状態に制御される。これらのレベルシフタ以
外の増幅回路は、全てカレントミラー回路による電流増
幅回路であるので、電界効果トランジスタ１５，２１が
カットオフになると、電流ｉ１，ｉ２がほぼ０［Ａ］に
なり、この回路全体の電流もほぼ０［Ａ］になる。実際
には、電界効果トランジスタのリーク電流により電流が
完全には０［Ａ］にならないが、一般に電界効果トラン
ジスタのリーク電流は１［ｎＡ］以下と極めて小さい。 回路全体の活性化時刻を制御するクロックφ，ψはタイ
ミング発生回路１８によって一定の時間的規則をもって
生成される。

【００１９】次に、この実施例の動作を図２に示す波形
を用いて説明する。まず、磁気抵抗素子１１，１２は回
転円板に記録された正弦波様の磁気信号を検知し、回転
円板の回転に伴って抵抗値が互いに逆相の正弦波様に変
化する。この磁気抵抗素子１１，１２の抵抗値変化はそ
のまま電流ｉ１，ｉ２に反映されて電界効果トランジス
タ１３，２０のドレイン電流が微小に変化し、電界効果
トランジスタ１３，１４のβ比、電界効果トランジスタ
２４，２５のβ比によって増幅される。タイミング発生
回路１８にて発生するクロックφ，ψは図２に示すよう
に０［Ｖ］（以下ＬＯと称する）から電源電圧Ｖｄｄ（
以下ＨＩと称する）までの振幅をもつデジタル信号であ
るとする。さらに、クロックΨは負論理のクロックであ
り、ノッチ状のパルスであるとする。クロックφは正論
理のクロックであり、クロックφの立ち下がりはクロッ
クΨの立ち下がりから所定のセットアップタイムを経過
した後にあり、クロックΨの立ち上がりはクロックφの
立ち下がりから所定のホールドタイムを経過した後にあ
るものとする。これらのセットアップタイム，ホールド
タイムは回路の各種パラメータ（特に電界効果トランジ
スタ１４，２４のβ比、ラッチ回路２６のゲートキャパ
シタ）に依存するものであり、回路設計時に決定できる
ものである。

【００２０】いま、クロックΨがＬＯになったとすると
、電界効果トランジスタ１７，２３がカットオフ（以下
オフと称する）となって電界効果トランジスタ１６，２
２が飽和導通状態（以下オンと称する）になり、電界効
果トランジスタ１５，２１がオンとなる。このとき、電
界効果トランジスタ１５，２１はそれぞれ抵抗変化素子
１１，１２の抵抗値に依存したバイアス電圧が与えられ
、導通状態になる。前述のように、電流ｉ１は電界効果
トランジスタ１３，１４により増幅され、電流ｉ２は電
界効果トランジスタ２０，１９と電界効果トランジスタ
２５，２４とによって増幅される。これらの電界効果ト
ランジスタ１３，１４、電界効果トランジスタ２０，１
９、電界効果トランジスタ２５，２４はそれぞれカレン
トミラー回路を構成しており、電流ｉ１と電流ｉ２との
差は最終的に電界効果トランジスタ１４，２４に反映さ
れる。

【００２１】もし、ｉ１＞ｉ２であると、電界効果トラ
ンジスタ１４の供給電流は電界効果トランジスタ２４の
吸い込み電流を上回る。その余剰電流はラッチ回路２６
のゲートキャパシタを充電し、ラッチ回路２６のゲート
電圧Ｖ０を上昇せしめる。この状態が図２における時刻
Ａ，Ｃ・・・の状態である。Ｖ０が十分に上昇し、ラッ
チ回路２６のロジックスレッショールドレベルを越えた
ときにクロックφがオフになり、ラッチ回路２６がＨＩ
をラッチする。

【００２２】一方、ｉ１＜ｉ２であると、電界効果トラ
ンジスタ１４の供給電流は電界効果トランジスタ２４の
吸い込み電流に対して不足し、この不足分がラッチ回路
２６のゲートキャパシタの電荷で補われ、Ｖ０が下降す
る。この状態が図２における時刻Ｂ・・・の状態である
。Ｖ０が十分に下降し、ラッチ回路２６のロジックスレ
ッショールドレベルを下回ったときにクロックφがオフ
になり、ラッチ回路２６がＬＯをラッチする。

【００２３】さて、クロックΨがＨＩになると、電界効
果トランジスタ１７，２３がオンになって電界効果トラ
ンジスタ１６，２２がオフになり、電界効果トランジス
タ１５，２１がオフとなる。このとき、電界効果トラン
ジスタ１５，２１のゲート電圧Ｖ１，Ｖ２は０［Ｖ］と
なり、電界効果トランジスタ１５，２１がオフになって
ｉ１，ｉ２が０［Ａ］となる。ただし、実際には、電界
効果トランジスタ１５，２１のリーク電流が流れるが、
これは１［ｎＡ］以下の極めて微量なものである。ｉ１
，ｉ２が０［Ａ］となると、回路全体の電流もほぼ０［
Ａ］となる。これも、実際には数十［ｎＡ］から数百［
ｎＡ］である。このとき、電界効果トランジスタ２４の
ソース電流ｉ４も０［Ａ］となり、Ｖ０はデジタル信号
的に見れば不定値となり、これが外部へ出力されないよ
うにしなければならない。ラッチ回路２６はそれを実現
するために設けられたものであり、クロックψがＬＯの
時の有効な回転信号をクロックΨがＨＩの内は保持し続
けるようになっていて出力端子ＯＵＴから図２に示すよ
うなパルス状の回転信号が出力される。

【００２４】この回路におけるクロックΨに対する応答
性は、セットアップタイムの設定にもよるが、発光ダイ
オードや演算増幅器の電源オン／オフに比較して速いの
で、クロックΨのパルス幅を例えば１０［μＳ］とする
ことができる。クロックΨの周期はシステムに要求され
る回転体の回転に対する応答性で決定できる。回転体の
回転として１秒間にＲ回転が要求されたならば、クロッ
クΨは回転体の少なくとも半周に１個は必要であるから
、クロックΨの周期Ｔは次の式で決定できる。 Ｔ＝１／（２Ｒ） 例えば、回転体の回転が３０００［ｒｐｍ］の場合には
、Ｔ＝１０［ｍＳ］である。

【００２５】いま、クロックΨの周期がＴ、クロックΨ
のパルス幅がｔ、クロックΨがＬＯのときの回路全体の
消費電流をＩとし、クロックΨがＨＩの時の回路全体の
リーク電流をｉとすると、平均消費電流Ｉ’は次のよう
になる。 Ｉ’＝｛ｔＩ＋（Ｔ−ｔ）ｉ｝／Ｔ ≒（ｔ／Ｔ）Ｉ ただし、ｉ≪Ｉである。 例えば、Ｔ＝１０［ｍＳ］、ｔ＝１０［μＳ］、Ｉ＝２
［ｍＡ］とすると、Ｉ’≒２［μＡ］となる。したがっ
て、この回路を２００［ｍＡＨ］の容量を持つバッテリ
でバックアップすると、約１１年５ヵ月動作し続ける。

【００２６】この実施例によれば、抵抗変化素子１１，
１２の電流を非常に小さくしてもこれらを電界効果トラ
ンジスタ１３，１４からなるカレントミラー回路と、電
界効果トランジスタ２４，２５からなるカレントミラー
回路とでβ２／β１，β６／β５によって必要なだけ容
易に増幅でき、抵抗変化素子１１，１２の電流ｉ１，ｉ
２を抵抗変化素子１１，１２が発熱しない程度にまで容
易に低下させることができる。また、この回路はＭＯＳ
型電界効果トランジスタを用いて構成されるので、半導
体集積回路に適し、ＣＭＯＳ的な動作をするため消費電
流を少なくすることができる。特に、ＣＭＯＳのデジタ
ル回路との親和性がよく、後段へ無理なく接続でき、１
チップ化することも可能となる。抵抗変化素子１１，１
２を半導体プロセス技術の応用で製造するならば、対を
なす抵抗変化素子１１，１２の相対特性は比較的よく、
半導体集積回路向きの特性である。したがつて、このよ
うな抵抗変化素子１１，１２とＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタ等を組み込んだ半導体集積回路を用いれば、無調
整の回路を作成することができる。

【００２７】ところで、上記実施例において、電界効果
トランジスタ１５，２１をオン／オフさせずにオンさせ
たままとすれば、電界効果トランジスタ２４に流れるア
イドル電流ｉ４はｉ１もしくはｉ２の増幅後の値に等し
いかなり大きな電流となるので、回路全体の消費電流が
常時大きいままであり、長時間のバッテリによるバック
アップが不可能である。しかし、タイミング発生回路１
８からのクロックΨにより電界効果トランジスタ１５，
２１をオン／オフさせて抵抗変化素子１１，１２に断続
的な電流を流し、電流の流れる期間においてのみ電流の
変化を検出して回転信号を取り出すので、回路全体の消
費電流を極めて微小な電流にすることができ、長時間の
バッテリによるバックアップが可能になる。

【００２８】なお、上記実施例は、ＰチャンネルのＭＯ
Ｓ型電界効果トランジスタ１３，１４，１６，１９，２
０，２２をＮチャンネルのＭＯＳ型電界効果トランジス
タとしてＮチャンネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタ
１５，１７，２１，２３，２４，２５をＰチャンネルの
ＭＯＳ型電界効果トランジスタとしてもよい。また、上
記ＭＯＳ型電界効果トランジスタはＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタ以外のＭＩＳ（Ｍｅｔａｌ　Ｉｎｓｕｌａｔ
ｅｒ　Ｓｉｌｉｃｏｎ）型電界効果トランジスタを用い
てもよい。このＭＩＳ型電界効果トランジスタはＭＯＳ
型電界効果トランジスタを含むものである。また、抵抗
変化素子１１，１２として回転体の回転に伴う磁気変化
量以外の光変化量等の物理的変化量を検出してこの物理
的変化量により抵抗値が変化するものを用いてもよく、
また、回転体に記録されている信号以外の物理的変化量
を検出するものでもよい。さらに、本発明は、抵抗変化
素子１１，１２としてＣｄＳ素子を用いて光パルスをサ
ンプリングする回路に適用してもよい。

【００２９】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、２つの抵
抗変化素子に流れる電流の変化を検出することにより回
転信号を取り出すようにした回転検出器において、上記
２つの抵抗変化素子に断続的な電流を流すタイミング発
生手段を有し、上記断続的な電流の流れる期間において
のみ前記電流の変化を検出するように構成したので、全
体の消費電流を極めて微小な電流にすることができて長
時間のバッテリによるバックアップが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。

【図２】同実施例の動作タイミングを示すタイミングチ
ャートである。

【図３】従来の回転検出器を示す回路図である。

【符号の説明】

１１，１２　　　　　　抵抗変化素子 １３〜１７，１９〜２５　　　　　　ＭＯＳ型電界効果
トランジスタ １８　　　　　　タイミング発生回路 ２６　　　　　　ラッチ回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】２つの抵抗変化素子に流れる電流の変化を
   検出することにより回転信号を取り出すようにした回転
   検出器において、上記２つの抵抗変化素子に断続的な電
   流を流すタイミング発生手段を有し、上記断続的な電流
   の流れる期間においてのみ前記電流の変化を検出するよ
   うに構成した回転検出器。