JPH04355670A - インバータ電源装置 - Google Patents
インバータ電源装置Info
- Publication number
- JPH04355670A JPH04355670A JP3129884A JP12988491A JPH04355670A JP H04355670 A JPH04355670 A JP H04355670A JP 3129884 A JP3129884 A JP 3129884A JP 12988491 A JP12988491 A JP 12988491A JP H04355670 A JPH04355670 A JP H04355670A
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- JP
- Japan
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- input
- output
- waveform
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】［発明の目的］
【０００２】
【産業上の利用分野】この発明は、電子レンジ用のマグ
ネトロン等を駆動するインバータ電源装置に関する。
ネトロン等を駆動するインバータ電源装置に関する。
【０００３】
【従来の技術】マグネトロンや蛍光灯等を駆動するイン
バータ電源では、その負荷の電圧−電流特性の非線形性
やコンデンサインプット式の整流・平滑回路により、商
用交流電源からの交流入力電流波形は、交流入力電圧波
形と同様の正弦波にならない。このため、交流入力の力
率が低下することになる。これに対処して、従来、図３
に示すような入力整流回路分にアクティブフィルタ３２
を用いたインバータ電源装置が考えられている。この従
来装置には、前置インバータとしての第１のインバータ
３０と第２のインバータ４０とが備えられている。そし
て、商用交流電源３１からの交流電圧が第１のインバー
タ３０における整流ブリッジ３３で整流されたのち、第
１のスイッチング素子３４で周期的にスイッチングされ
て高周波に変換される。このとき制御部３５のＰＷＭ制
御によりスイッチング電流のエンベロープが交流入力電
圧の波形と相似になるように制御されるとともに、第２
のインバータ４０に対する入力電圧の平均値が一定に制
御される。第２のインバータ４０は、電力誤差積分器３
６、電圧・オン時間変換器３７、同期制御回路３８等の
制御系により、マグネトロン３９への入力電力を、その
駆動条件に合うように一定に制御するようになっている
。
バータ電源では、その負荷の電圧−電流特性の非線形性
やコンデンサインプット式の整流・平滑回路により、商
用交流電源からの交流入力電流波形は、交流入力電圧波
形と同様の正弦波にならない。このため、交流入力の力
率が低下することになる。これに対処して、従来、図３
に示すような入力整流回路分にアクティブフィルタ３２
を用いたインバータ電源装置が考えられている。この従
来装置には、前置インバータとしての第１のインバータ
３０と第２のインバータ４０とが備えられている。そし
て、商用交流電源３１からの交流電圧が第１のインバー
タ３０における整流ブリッジ３３で整流されたのち、第
１のスイッチング素子３４で周期的にスイッチングされ
て高周波に変換される。このとき制御部３５のＰＷＭ制
御によりスイッチング電流のエンベロープが交流入力電
圧の波形と相似になるように制御されるとともに、第２
のインバータ４０に対する入力電圧の平均値が一定に制
御される。第２のインバータ４０は、電力誤差積分器３
６、電圧・オン時間変換器３７、同期制御回路３８等の
制御系により、マグネトロン３９への入力電力を、その
駆動条件に合うように一定に制御するようになっている
。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ電源
装置は、第１のインバータと第２のインバータとを直列
接続した構成となっていたため、その効率は掛算となっ
て低下し、また構成が複雑化してコスト高となる。さら
に、２つのインバータのスイッチング周波数は独立に変
化するため、その差音による音を可聴周波数範囲外とす
るためには、両者の間で動作周波数を大きくずらす必要
があり、動作周波数の大きい方のインバータのスイッチ
ングロスが大きくなるという問題があった。
装置は、第１のインバータと第２のインバータとを直列
接続した構成となっていたため、その効率は掛算となっ
て低下し、また構成が複雑化してコスト高となる。さら
に、２つのインバータのスイッチング周波数は独立に変
化するため、その差音による音を可聴周波数範囲外とす
るためには、両者の間で動作周波数を大きくずらす必要
があり、動作周波数の大きい方のインバータのスイッチ
ングロスが大きくなるという問題があった。
【０００５】そこで、この発明は、単一のインバータで
出力制御と交流入力の力率改善という２つの条件を満す
ことができて構成簡単で高効率のインバータ電源装置を
提供することを目的とする。
出力制御と交流入力の力率改善という２つの条件を満す
ことができて構成簡単で高効率のインバータ電源装置を
提供することを目的とする。
【０００６】［発明の構成］
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明は上記課題を解
決するために、商用交流電源からの交流電圧を整流した
直流電圧をスイッチング素子で周期的にスイッチングし
て高周波に変換し、この高周波を直流に変換して所要の
直流出力を得るインバータ電源装置であって、前記直流
出力の出力値に関連した出力制御用電圧を前記商用交流
電源からの交流入力電圧で振幅変調して目的入力波形と
する変調手段と、該変調手段で得た目的入力波形と前記
商用交流電源からの入力電流波形との差をとる差出力手
段と、該差出力手段の差出力に応じて前記スイッチング
素子のオン時間を制御する制御手段とを有することを要
旨とする。
決するために、商用交流電源からの交流電圧を整流した
直流電圧をスイッチング素子で周期的にスイッチングし
て高周波に変換し、この高周波を直流に変換して所要の
直流出力を得るインバータ電源装置であって、前記直流
出力の出力値に関連した出力制御用電圧を前記商用交流
電源からの交流入力電圧で振幅変調して目的入力波形と
する変調手段と、該変調手段で得た目的入力波形と前記
商用交流電源からの入力電流波形との差をとる差出力手
段と、該差出力手段の差出力に応じて前記スイッチング
素子のオン時間を制御する制御手段とを有することを要
旨とする。
【０００８】
【作用】まず、直流出力の出力値に関連した出力制御用
電圧が商用交流電源からの交流入力電圧で振幅変調され
て目的入力波形とされる。次いで、この目的入力波形と
商用交流電源からの入力電流波形との差がとられ、この
差出力に応じたオン時間でスイッチング素子が周期的に
オン・オフ駆動される。これにより直流出力が所要値に
制御されるとともに、商用交流電源からの入力電流波形
が交流入力電圧の波形と相似となるように制御されて交
流入力の力率が高められる。
電圧が商用交流電源からの交流入力電圧で振幅変調され
て目的入力波形とされる。次いで、この目的入力波形と
商用交流電源からの入力電流波形との差がとられ、この
差出力に応じたオン時間でスイッチング素子が周期的に
オン・オフ駆動される。これにより直流出力が所要値に
制御されるとともに、商用交流電源からの入力電流波形
が交流入力電圧の波形と相似となるように制御されて交
流入力の力率が高められる。
【０００９】
【実施例】以下、この発明の実施例を図１及び図２に基
づいて説明する。この実施例は、一石式準Ｅクラスマグ
ネトロン駆動インバータ電源装置に適用されている。
づいて説明する。この実施例は、一石式準Ｅクラスマグ
ネトロン駆動インバータ電源装置に適用されている。
【００１０】まず、インバータ電源装置の構成を説明す
ると、図１において、１は商用交流電源であり、この商
用交流電源１からの交流電圧が整流ブリッジ２で整流さ
れたのち、チョークコイル３及び平滑コンデンサ４で平
滑されて直流電圧Ｖｄｃが得られるようになっている。 ５はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐ
ｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からなるスイッチン
グ素子であり、スイッチング素子５のコレクタ・エミッ
タ間に並列にフリーホイーリングダイオード６及び共振
コンデンサ７が接続されて共振型スイッチング回路が構
成されている。
ると、図１において、１は商用交流電源であり、この商
用交流電源１からの交流電圧が整流ブリッジ２で整流さ
れたのち、チョークコイル３及び平滑コンデンサ４で平
滑されて直流電圧Ｖｄｃが得られるようになっている。 ５はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐ
ｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からなるスイッチン
グ素子であり、スイッチング素子５のコレクタ・エミッ
タ間に並列にフリーホイーリングダイオード６及び共振
コンデンサ７が接続されて共振型スイッチング回路が構
成されている。
【００１１】８は高周波の高圧トランスであり、１次巻
線９、２次巻線１１及びフィラメント巻線１２が備えら
れている。直流電圧が高圧トランス８の１次巻線９を介
してスイッチング素子５のコレクタに供給されている。 後述する同期制御回路からの駆動信号によりスイッチン
グ素子５がオン・オフされ、直流電圧が周期的にスイッ
チングされて高周波に変換される。このとき、共振型ス
イッチング回路を構成するスイッチング素子５のコレク
タ・エミッタ間に正弦波状の共振電圧Ｖｃｅが現われ、
この正弦波状の高周波が高圧トランス８の１次巻線９に
供給されるようになっている。また、２次巻線１１には
、倍電圧コンデンサ１３と高電圧整流ダイオード１４，
１５で構成された倍電圧整流回路が接続されている。こ
の倍電圧整流回路で高圧トランス８の２次巻線１１に発
生する高周波高電圧が倍電圧整流されて直流高電圧が得
られ、この直流高電圧がマグネトロン１６のアノード・
カソード間にアノード電圧として印加されるようになっ
ている。フィラメント巻線１２からのフィラメント電圧
は、マグネトロン１６のフィラメントに供給されている
。なお、マグネトロン１６はアノード側がアースされて
いる。
線９、２次巻線１１及びフィラメント巻線１２が備えら
れている。直流電圧が高圧トランス８の１次巻線９を介
してスイッチング素子５のコレクタに供給されている。 後述する同期制御回路からの駆動信号によりスイッチン
グ素子５がオン・オフされ、直流電圧が周期的にスイッ
チングされて高周波に変換される。このとき、共振型ス
イッチング回路を構成するスイッチング素子５のコレク
タ・エミッタ間に正弦波状の共振電圧Ｖｃｅが現われ、
この正弦波状の高周波が高圧トランス８の１次巻線９に
供給されるようになっている。また、２次巻線１１には
、倍電圧コンデンサ１３と高電圧整流ダイオード１４，
１５で構成された倍電圧整流回路が接続されている。こ
の倍電圧整流回路で高圧トランス８の２次巻線１１に発
生する高周波高電圧が倍電圧整流されて直流高電圧が得
られ、この直流高電圧がマグネトロン１６のアノード・
カソード間にアノード電圧として印加されるようになっ
ている。フィラメント巻線１２からのフィラメント電圧
は、マグネトロン１６のフィラメントに供給されている
。なお、マグネトロン１６はアノード側がアースされて
いる。
【００１２】また、マグネトロン１６に供給する入力電
力（当該インバータ電源装置の直流出力）を一定値に制
御するとともに商用交流電源１からの交流入力電流Ｉａ
ｃの波形を交流入力電圧波形（正弦波）と相似にするた
めの制御系が次のように構成されている。
力（当該インバータ電源装置の直流出力）を一定値に制
御するとともに商用交流電源１からの交流入力電流Ｉａ
ｃの波形を交流入力電圧波形（正弦波）と相似にするた
めの制御系が次のように構成されている。
【００１３】まず、マグネトロン１６への入力電力を一
定値に制御する制御系は、正常動作時におけるマグネト
ロン１６のアノード電圧はほぼ一定になるという特性が
利用され、アノード電流の平均値を一定に制御すること
により、入力電力を一定値に制御することが行われてい
る。即ち、倍電圧整流回路とマグネトロン１６のアノー
ドとの間にアノード電流の平均値を検出するカレントト
ランス１７が接続されている。カレントトランス１７の
検出出力は整流ブリッジ１８で直流電圧に変換され、入
力電力誤差積分器１９の反転入力端子（−）に与えられ
ている。入力電力誤差積分器１９の非反転入力端子（＋
）は接地され、反転入力端子（−）には、マグネトロン
１６への入力電力を一定値に設定するための電力設定値
−Ｖｒが設定されている。そして、入力電力誤差積分器
１９から出力される電力誤差電圧（直流出力の出力値に
関連した出力制御用電圧）Ｖｐは、整流ブリッジ１８で
直流電圧に変換されたアノード電流検出値と電力設定値
−Ｖｒとの和が負の場合には、両者の誤差がゼロになる
まで単調に増加し、アノード電流検出値と電力設定値−
Ｖｒとの和が正の場合には、両者の誤差がゼロになるま
で単調に減少するようになっている。
定値に制御する制御系は、正常動作時におけるマグネト
ロン１６のアノード電圧はほぼ一定になるという特性が
利用され、アノード電流の平均値を一定に制御すること
により、入力電力を一定値に制御することが行われてい
る。即ち、倍電圧整流回路とマグネトロン１６のアノー
ドとの間にアノード電流の平均値を検出するカレントト
ランス１７が接続されている。カレントトランス１７の
検出出力は整流ブリッジ１８で直流電圧に変換され、入
力電力誤差積分器１９の反転入力端子（−）に与えられ
ている。入力電力誤差積分器１９の非反転入力端子（＋
）は接地され、反転入力端子（−）には、マグネトロン
１６への入力電力を一定値に設定するための電力設定値
−Ｖｒが設定されている。そして、入力電力誤差積分器
１９から出力される電力誤差電圧（直流出力の出力値に
関連した出力制御用電圧）Ｖｐは、整流ブリッジ１８で
直流電圧に変換されたアノード電流検出値と電力設定値
−Ｖｒとの和が負の場合には、両者の誤差がゼロになる
まで単調に増加し、アノード電流検出値と電力設定値−
Ｖｒとの和が正の場合には、両者の誤差がゼロになるま
で単調に減少するようになっている。
【００１４】入力電力誤差積分器１９からの電力誤差電
圧Ｖｐは変調手段としての掛算器２０に入力されている
。また、掛算器２０には、商用交流電源１からの交流入
力電圧Ｖａｃが抵抗で所要値に分圧されて入力されてい
る。掛算器２０で電力誤差電圧Ｖｐが交流入力電圧Ｖａ
ｃで振幅変調されて目的入力電流波形Ｖｍが得られるよ
うになっている。掛算器２０からの目的入力電流波形Ｖ
ｍは差出力手段としての増幅器２１に入力されている。 また、増幅器２１には、カレントトランス２２及び整流
ブリッジ２３を介して検出された商用交流電源１からの
交流入力電流検出値（負の値）が入力されている。 増幅器２１で目的入力電流波形Ｖｍと交流入力電流検出
値の絶対値の差がとられて差電圧Ｖｔが得られるように
なっている。
圧Ｖｐは変調手段としての掛算器２０に入力されている
。また、掛算器２０には、商用交流電源１からの交流入
力電圧Ｖａｃが抵抗で所要値に分圧されて入力されてい
る。掛算器２０で電力誤差電圧Ｖｐが交流入力電圧Ｖａ
ｃで振幅変調されて目的入力電流波形Ｖｍが得られるよ
うになっている。掛算器２０からの目的入力電流波形Ｖ
ｍは差出力手段としての増幅器２１に入力されている。 また、増幅器２１には、カレントトランス２２及び整流
ブリッジ２３を介して検出された商用交流電源１からの
交流入力電流検出値（負の値）が入力されている。 増幅器２１で目的入力電流波形Ｖｍと交流入力電流検出
値の絶対値の差がとられて差電圧Ｖｔが得られるように
なっている。
【００１５】増幅器２１からの差電圧Ｖｔは制御手段と
しての電圧・オン時間変換器２４に入力されている。電
圧・オン時間変換器２４からは、増幅器２１からの差電
圧Ｖｔに対応してスイッチング素子５のオン時間を制御
する駆動信号が出力される。２５は同期検出回路であり
、共振電圧Ｖｃｅの値が直流電圧Ｖｄｃよりも小となる
タイミング等でスイッチング素子５をオン駆動すること
によりスイッチングロスを小さく抑えるために設けられ
ている。
しての電圧・オン時間変換器２４に入力されている。電
圧・オン時間変換器２４からは、増幅器２１からの差電
圧Ｖｔに対応してスイッチング素子５のオン時間を制御
する駆動信号が出力される。２５は同期検出回路であり
、共振電圧Ｖｃｅの値が直流電圧Ｖｄｃよりも小となる
タイミング等でスイッチング素子５をオン駆動すること
によりスイッチングロスを小さく抑えるために設けられ
ている。
【００１６】次に、上述のように構成されたインバータ
電源装置の動作を図２を用いて説明する。
電源装置の動作を図２を用いて説明する。
【００１７】カレントトランス１７と整流ブリッジ１８
によりマグネトロン１６のアノード電流の平均値が検出
される。入力電力誤差積分器１９からこのアノード電流
検出値と電力設定値−Ｖｒとの誤差に対応した電力誤差
電圧Ｖｐが出力される。掛算器２０で電力誤差電圧Ｖｐ
が商用交流電源１からの交流入力電圧Ｖａｃで振幅変調
されて目的入力電流波形Ｖｍが得られ。。増幅器２１で
は、目的入力電流波形Ｖｍとカレントトランス２２等で
検出された実際の交流入力電流検出波形Ｉａｃとが比較
され、両者の絶対値の差がとられて差電圧Ｖｔが得られ
る。そして電圧・オン時間変換器２４で、この差電圧Ｖ
ｔに対応したオン時間が得られ、同期制御回路２５でオ
ン駆動のタイミングがとられてスイッチング素子５がオ
ン・オフ駆動される。これにより、電力誤差電圧Ｖｐが
ゼロになるように制御されてマグネトロン１６への入力
電力が一定値に制御され、マグネトロンが最適条件で動
作する。また、これとともに、商用交流電源１からの交
流入力電流Ｉａｃの波形が交流入力電圧Ｖａｃの波形（
正弦波）と相似になるように制御されて交流入力の力率
が高められる。図２は、増幅器２１の増幅度が十分に大
であれば、交流入力電流Ｉａｃは、そのゼロレベル付近
の波形が十分に補償されて、交流入力電圧Ｖａｃの波形
と相似になることが示されている。
によりマグネトロン１６のアノード電流の平均値が検出
される。入力電力誤差積分器１９からこのアノード電流
検出値と電力設定値−Ｖｒとの誤差に対応した電力誤差
電圧Ｖｐが出力される。掛算器２０で電力誤差電圧Ｖｐ
が商用交流電源１からの交流入力電圧Ｖａｃで振幅変調
されて目的入力電流波形Ｖｍが得られ。。増幅器２１で
は、目的入力電流波形Ｖｍとカレントトランス２２等で
検出された実際の交流入力電流検出波形Ｉａｃとが比較
され、両者の絶対値の差がとられて差電圧Ｖｔが得られ
る。そして電圧・オン時間変換器２４で、この差電圧Ｖ
ｔに対応したオン時間が得られ、同期制御回路２５でオ
ン駆動のタイミングがとられてスイッチング素子５がオ
ン・オフ駆動される。これにより、電力誤差電圧Ｖｐが
ゼロになるように制御されてマグネトロン１６への入力
電力が一定値に制御され、マグネトロンが最適条件で動
作する。また、これとともに、商用交流電源１からの交
流入力電流Ｉａｃの波形が交流入力電圧Ｖａｃの波形（
正弦波）と相似になるように制御されて交流入力の力率
が高められる。図２は、増幅器２１の増幅度が十分に大
であれば、交流入力電流Ｉａｃは、そのゼロレベル付近
の波形が十分に補償されて、交流入力電圧Ｖａｃの波形
と相似になることが示されている。
【００１８】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
、直流出力の出力値に関連した出力制御用電圧を商用交
流電源からの交流入力電圧で振幅変調して目的入力波形
とする変調手段と、この変調手段で得た目的入力波形と
商用交流電源からの入力電流波形との差をとる差出力手
段と、この差出力手段の差出力に応じてスイッチング素
子のオン時間を制御する制御手段とを具備させたため、
単一のインバータ構成で直流出力を所要値に制御するこ
とができるとともに商用交流電源からの入力電流波形を
交流入力電圧の波形（正弦波）と相似にすることができ
て交流入力の力率を高めることができる。したがって構
成簡単で高効率のインバータ電源装置を提供することが
できる。
、直流出力の出力値に関連した出力制御用電圧を商用交
流電源からの交流入力電圧で振幅変調して目的入力波形
とする変調手段と、この変調手段で得た目的入力波形と
商用交流電源からの入力電流波形との差をとる差出力手
段と、この差出力手段の差出力に応じてスイッチング素
子のオン時間を制御する制御手段とを具備させたため、
単一のインバータ構成で直流出力を所要値に制御するこ
とができるとともに商用交流電源からの入力電流波形を
交流入力電圧の波形（正弦波）と相似にすることができ
て交流入力の力率を高めることができる。したがって構
成簡単で高効率のインバータ電源装置を提供することが
できる。
【図１】この発明に係るインバータ電源装置の実施例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】上記実施例の作用を説明するための各信号波形
の波形図である。
の波形図である。
【図３】従来のインバータ電源装置を示す回路図である
。
。
１ 商用交流電源
５ スイッチング素子
２０ 掛算器（変調手段）
２１ 増幅器（差出力手段）
Claims (1)
- 【請求項１】 商用交流電源からの交流電圧を整流し
た直流電圧をスイッチング素子で周期的にスイッチング
して高周波に変換し、この高周波を直流に変換して所要
の直流出力を得るインバータ電源装置であって、前記直
流出力の出力値に関連した出力制御用電圧を前記商用交
流電源からの交流入力電圧で振幅変調して目的入力波形
とする変調手段と、該変調手段で得た目的入力波形と前
記商用交流電源からの入力電流波形との差をとる差出力
手段と、該差出力手段の差出力に応じて前記スイッチン
グ素子のオン時間を制御する制御手段とを有することを
特徴とするインバータ電源装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3129884A JPH04355670A (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | インバータ電源装置 |
| US07/889,103 US5222015A (en) | 1991-05-31 | 1992-05-27 | Inverter power supply with input power detection means |
| DE69222976T DE69222976T2 (de) | 1991-05-31 | 1992-05-29 | Wechselrichter-Leistungsversorgung |
| EP92109054A EP0516122B1 (en) | 1991-05-31 | 1992-05-29 | Inverter power supply |
| KR1019920009451A KR920022632A (ko) | 1991-05-31 | 1992-05-30 | 인버터 전원장치 |
| TW081104332A TW238435B (ja) | 1991-05-31 | 1992-06-02 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3129884A JPH04355670A (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | インバータ電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04355670A true JPH04355670A (ja) | 1992-12-09 |
Family
ID=15020722
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3129884A Pending JPH04355670A (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | インバータ電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04355670A (ja) |
| KR (1) | KR920022632A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006066194A (ja) * | 2004-08-26 | 2006-03-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マグネトロン駆動用電源 |
| JP2011204543A (ja) * | 2010-03-26 | 2011-10-13 | Panasonic Corp | マグネトロン駆動用電源 |
-
1991
- 1991-05-31 JP JP3129884A patent/JPH04355670A/ja active Pending
-
1992
- 1992-05-30 KR KR1019920009451A patent/KR920022632A/ko not_active Ceased
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006066194A (ja) * | 2004-08-26 | 2006-03-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マグネトロン駆動用電源 |
| JP2011204543A (ja) * | 2010-03-26 | 2011-10-13 | Panasonic Corp | マグネトロン駆動用電源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR920022632A (ko) | 1992-12-19 |
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