JPH04355687A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、モータの動作、例えば
外乱トルクを監視し、モータの速度を制御するモータ制
御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＶＴＲ等の装置では、モータ制御技術の
改良が、装置の信頼性向上を確保し小型化するために重
要である。特に、ＶＴＲのドラムやキャプスタンの駆動
に用いるモータの性能は、画質、音質を大きく左右する
ため、近年ではＶＴＲのモータ制御に対する要求が高ま
っている。

【０００３】従来、ＶＴＲにおけるモータ制御は、ディ
ジタル化及びソフトウエア化によりその性能向上が画さ
れていた。しかし、このような検討方向では、ワウフラ
ッタ、外乱抑圧度、モータのバラツキに対する制御剛性
等を改善するには一定の限界又は障害があった。

【０００４】このような限界又は障害を除去するために
、先に、ＶＴＲのキャプスタン制御において現代制御理
論を用い、外乱推定オブザーバによる外乱除去ループを
設ける構成が提案されている（「外乱推定によるＶＴＲ
キャプスタンモータのロバスト制御」、テレビジョン学
会誌、ｖｏｌ．４４，Ｎｏ．１１，ｐｐ．１６１８〜１
６２１（１９９０）、長沢他、参照。）。

【０００５】図１６には、外乱推定オブザーバを用いて
構成した従来のモータ制御装置の構成が示されている。 この図に示される装置は、制御対象となるモータとして
ＶＴＲのドラムモータ、キャプスタンモータを想定した
ものである。

【０００６】この図に示される装置は、モータ（１）を
ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　ｗｉｄｔｈ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ）制御する装置である。すなわち、速度誤差信号をＰ
ＷＭ信号に変換するＰＷＭ変換器（２）が設けられてい
る。ＰＷＭ変換器（２）の後段には、低域通過フィルタ
（以下、ＬＰＦという）（３）、増幅器（４）、モータ
駆動アンプ（以下、ＭＤＡという）（５）が順に設けら
れている。ＬＰＦ（３）は、ＰＷＭ信号からＰＷＭ搬送
周波数成分を除去するフィルタであり、その出力はアナ
ログ電圧である。増幅器（４）は、ＬＰＦ（３）から出
力されるアナログ電圧を増幅し、ＭＤＡ（５）に供給す
る。ＭＤＡ（５）は、増幅器（４）によって増幅された
アナログ電圧をモータ（１）に供給すべき電流、すなわ
ち駆動電流Ｉに変換する。

【０００７】駆動電流Ｉは、加算部（６）を介してモー
タ（１）及び外乱推定オブザーバ（７）に供給される。 モータ（１）は、加算部（６）の出力により駆動され、
角速度ωで回転する。外乱推定オブザーバ（７）は、加
算部（６）の出力を取り込むと共に、モータ（１）の角
速度ωを電気信号として取り込む。外乱推定オブザーバ
（７）は、これらの入力に応じてオブザーバ演算信号を
発生させ、加算部（６）にフィードバックする。加算部
（６）は、このオブザーバ演算信号をＭＤＡ（５）の出
力に加算するので、実際にモータ（１）及び外乱推定オ
ブザーバ（７）に供給される駆動電流Ｉは、外乱推定オ
ブザーバ（７）の出力たるオブザーバ演算信号を反映さ
せた値となる。すなわち、外乱推定に係るフィードバッ
クループが形成されている。

【０００８】また、この従来例においては、速度誤差演
算部（８）が設けられている。この速度誤差演算部（８
）は角速度ωを表す電気信号を取り込み、速度誤差信号
を発生させ、ＰＷＭ変換器（２）に供給する。ＰＷＭ信
号は、この速度誤差信号に応じて生成されるため、速度
誤差演算部（８）はモータ（１）の速度制御に係るフィ
ードバックループを形成しているといえる。

【０００９】なお、実際には、位相制御系（モータ（１
）の回転位相を検出しフィードバック制御する系統）を
設ける構成とするが、ここでは説明の簡易化のため省略
している。

【００１０】この図に示される装置をブロック線図で表
すと、図１７のようになる。この図においては、モータ
（１）は、電流−トルク変換部（９）及びトルク−回転
変換部（１０）として表されている。電流−トルク変換
部（９）は、モータ（１）のうち、加算部（６）の出力
である駆動電流Ｉを駆動トルクＴＭに変換する部分を示
すブロックであり、トルク−回転変換部（１０）はトル
クＴＭを角速度ωに変換する部分を示すブロックである
。従って、電流−トルク変換部（９）の伝達関数はトル
ク定数ＫＴであり、トルク−回転変換部（１０）の伝達
関数はモータ（１）のイナーシャＪ及び粘性制動係数Ｄ
により一次遅れ関数１／（Ｊｓ＋Ｄ）と表される。

【００１１】ただし、この図では、電流−トルク変換部
（９）とトルク−回転変換部（１０）の間に加算器（１
１）が描かれている。この加算器（１１）は、電流−ト
ルク変換部（９）の出力であるトルクＴＭに外乱トルク
ＴＧが加わることをモデル化したブロックである。従っ
て、実際にトルク−回転変換部（１０）に入力されるの
は厳密にはトルクＴＭではなくトルクＴＭ＋外乱トルク
ＴＧである。

【００１２】また、この図においては、ＰＷＭ変換器（
２）の伝達関数がＰＷＭ変換ゲインＫＰＷＭとして表さ
れており、ＬＰＦ（３）の伝達関数がＨＬＰＦ（ｓ）と
表されている。さらに、増幅器（４）及びＭＤＡ（５）
の合成伝達関数は変換ゲインＫＡとしてブロック（１２
）で示されている（以下、増幅部という）。

【００１３】次に、速度誤差演算部（８）は、この図で
はＦＧ部（１３）、速度検出部（１４）及び速度系係数
部（１５）として描かれている。ＦＧ部（１３）は、角
速度ωを電気信号に変換してＦＧ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
　ｇｅｎｅｒａｔｏｒ　）信号として出力する。ＦＧ信
号は、モータ（１）の回転に同期する立ち上がり／立ち
下がりを有する信号である。この図では、モータ一回転
当りのＦＧパルス数（立ち上り又は立ち下がりの回数）
がＫＦＧとして示されている。ＦＧ信号は、速度検出部
（１４）に取り込まれる。速度検出部（１４）は、伝達
関数ＨＦ（ｓ）を有しており、ＦＧ信号に基づき回転速
度ωを検出し、速度系係数部（１５）に供給する。速度
系係数部（１５）は、速度検出部（１４）の出力に速度
系係数ＫＦを乗じて速度制御信号を生成し、ＰＷＭ変換
器（２）に供給する。

【００１４】一方、外乱推定オブザーバ（７）は、駆動
電流ＩにＫＴ・ｇを乗ずる構成を含んでいる。この構成
は、図１７においては、電圧変換部（１６）、Ａ／Ｄ変
換部（１７）、電流変換部（１８）及び乗算部（１９）
から構成されている。電圧変換部（１６）は、駆動電流
Ｉに変換ゲインＲを乗じて電圧信号に変換する。Ａ／Ｄ
変換部（１７）は、この電圧信号をＡ／Ｄ変換し、ディ
ジタル値で出力する。Ａ／Ｄ変換部（１７）の変換ゲイ
ンは、ＦＡＤである。電流変換部（１８）は、Ａ／Ｄ変
換部（１７）の出力に係数αを乗じ、乗算部（１９）に
供給する。ここに、係数α＝１／（Ｒ・ＦＡＤ）である
。従って、電流変換部（１８）の出力は、変換ゲイン１
で駆動電流Ｉをディジタル値に変換したものに相当する
。乗算部（１９）は、このディジタル値にＫＴ・ｇを乗
ずる。ここで、ＫＴは前述のようにトルク定数であり、
これを当該ディジタル値に乗ずることで、電流−トルク
変換部（９）の出力たるトルクＴＭが推定される。 ｇは外乱推定オブザーバ（７）による外乱抑圧帯域を決
定する定数である。乗算部（１９）の出力は、加算器（
２０）に供給される。

【００１５】また、外乱推定オブザーバ（７）において
角速度ωを取り込むのは、乗算部（２１）及び（２２）
である。なお、実際には、角速度ωを直接取り込むので
はなくＦＧ信号に基づき角速度ωを検出する構成をとる
のが一般的だが、ここでは図の簡略化のため直接取り込
むように描いている。乗算部（２１）は角速度ωにＪ・
ｇ２を、乗算部（２２）はＪ・ｇを、それぞれ乗ずる。 乗算部（２１）の出力は、乗算部（１９）の出力と加算
器（２０）において加算され、一次遅れ要素（２３）を
介して減算器（２４）に供給される。一次遅れ要素（２
３）は、伝達関数が１／（ｓ＋ｇ）のディジタルフィル
タであり、従って、加算器（２０）の出力はｇに相応す
る時間だけ遅延することになる。減算器（２４）には、
乗算部（２２）の出力も供給されており、減算器（２４
）は乗算部（２３）の出力から乗算部（２２）の出力を
減ずる。減算器（２４）の出力は、この図では、ＴＧ＾
で示されている。

【００１６】ＴＧ＾は、外乱トルクＴＧの推定値に相当
する。これは、先に掲げた論文の図３及び式（３）〜（
５）（ゴピナスの最小次元オブザーバの形を示す）にお
いて明らかである。すなわち、この従来例の外乱推定オ
ブザーバ（７）は、最小次元オブザーバとして構成した
例である。

【００１７】減算器（２４）の出力である外乱トルクＴ
Ｇの推定値ＴＧ＾は、乗算部（２５）、電圧変換部（２
６）、Ｄ／Ａ変換部（２７）及び電流変換部（２８）に
順に供給される。乗算部（２５）は、推定値ＴＧ＾に変
換ゲイン１／ＫＴを乗じ、電圧変換部（２６）に供給す
る。電圧変換部（２６）は、電圧変換部（２６）から供
給される信号に変換ゲインβを乗ずることにより電圧信
号に変換し、Ｄ／Ａ変換部（２７）に供給する。Ｄ／Ａ
変換部（２７）は、この電圧信号をＤ／Ａ変換する。変
換ゲインはＦＤＡである。電流変換部（２８）は、Ｄ／
Ａ変換された電圧信号に１／Ｒを乗じて電流信号に変換
し、加算部（６）に供給する。ここで、電圧変換部（２
６）の変換ゲインβはＲ／ＦＤＡである。

【００１８】この従来例の装置は、以上説明したような
構成を有するものである。次に、この従来例の動作につ
いて説明する。

【００１９】この従来例においては、モータ（１）の角
速度ωに応じたＦＧ信号がＦＧ部（１３）において生成
され、速度検出部（１４）はＦＧ信号の立ち上がり又は
立ち下がりを検出し、その時間間隔を周期として検出す
る。速度系係数部（１５）は、この周期に応じた値の速
度誤差信号を出力し、モータ（１）が所定角速度で回転
するようこの信号に基づきモータ（１）のＰＷＭ制御が
行われる。

【００２０】ここに、駆動電流Ｉが及び角速度ωが外乱
推定オブザーバ（７）に取り込まれると、外乱推定オブ
ザーバ（７）は、これらに基づき推定値ＴＧ＾を求め、
推定値ＴＧ＾に対応する値のオブザーバ演算信号を加算
部（６）に出力する。加算部（６）は、増幅部（１２）
の出力とオブザーバ演算信号を加算し、この加算結果に
基づきモータ（１）が所定角速度で回転するよう制御さ
れる。この制御の結果、モータ（１）に加わる外乱トル
クＴＧが打ち消されるよう、モータ（１）が回転するこ
とになる。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】このように、従来から
、外乱トルクを打ち消すようモータを駆動することが可
能であったが、先に述べたように、装置を小型化、高信
頼化するためには装置をできるだけソフトウエアを利用
して実現したほうが良い。図１７においてソフトウエア
化（すなわち、ある種のプロセッサにより実現）するこ
とが可能なのは、主にＡ／Ｄ変換部（１７）をへた後及
びＤ／Ａ変換部（２７）に至るまでの部分、すなわち、
図において破線（２９）で示されている部分である。言
い換えれば、装置をソフトウエアサーボ方式で実現する
ためには、ディジタルデータを取り扱うべくＡ／Ｄ変換
及びＤ／Ａ変換が必要である。

【００２２】このような必要は、結果として、Ａ／Ｄ変
換及びＤ／Ａ変換のためのハードウエアを必要とするた
めソフトウエア化の支障となっていた。また、Ａ／Ｄ変
換及びＤ／Ａ変換に起因する時間遅れが外乱推定オブザ
ーバの時間遅れ要素として作用し、制御性能の劣化を引
き起こす原因となっていた。

【００２３】本発明は、このような問題点を解決するこ
とを課題としてなされたものであり、ソフトウエア化へ
の支障がなく、制御性能も良いモータ制御装置を提供す
ることを目的とする。また、この装置を応用して、ＦＧ
信号のデューティむらを低減可能な装置や、起動時の動
作が改善された装置を提供することを目的とする。

【００２４】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明の請求項１は、ディジタル値の速度信
号に応じてモータを駆動する駆動手段と、モータの回転
速度を表すディジタル値を出力する速度検出手段と、速
度検出手段から出力されるディジタル値の回転速度及び
速度信号に基づきモータを監視し、モータに加わる外乱
トルク、速度変動等の変量を推定し、推定された変量を
ディジタル値で出力するオブザーバと、ディジタル値の
回転速度及びオブザーバの出力に基づきモータに加わる
外乱トルク、速度変動等の変量が相殺されるようディジ
タル値の速度信号を生成する速度指令手段と、を備える
ことを特徴とする。

【００２５】また、請求項２は、速度信号に応じてモー
タを駆動する駆動手段と、モータの回転速度を表す方形
波信号を出力する速度検出手段と、速度検出手段から出
力される方形波信号に含まれるデューティむらを補正し
速度誤差として出力する補正部と、速度誤差及び速度信
号に基づきモータを監視し、モータに加わる外乱トルク
、速度変動等の変量を推定し、推定された変量を出力す
るオブザーバと、速度誤差及びオブザーバの出力に基づ
きモータに加わる外乱トルク、速度変動等の変量が相殺
されるよう速度信号を生成する速度指令手段と、を備え
ることを特徴とする。

【００２６】次に、請求項３は、請求項２記載のモータ
制御装置において、補正部が、まず方形波信号に含まれ
る同一値の期間の平均長を演算し、この平均長を逐次当
該期間の時間長から減じ、当該期間の目標長を加算して
、デューティむらを補正することを特徴とする。

【００２７】さらに、請求項４は、速度信号に応じてモ
ータを駆動する駆動手段と、モータの回転速度を検出す
る速度検出手段と、モータの回転速度を積分することに
よりモータの回転位相を出力する位相検出手段と、速度
検出手段から出力されるディジタル値の回転速度及び速
度信号に基づきモータを監視し、モータに加わる外乱ト
ルク、速度変動等の変量を推定し、推定された変量を出
力するオブザーバと、回転速度、回転位相及びオブザー
バの出力に基づきモータに加わる外乱トルク、速度変動
等の変量が相殺されるよう速度信号を生成する速度指令
手段と、位相検出手段により検出される回転位相に基づ
き位相同期引き込みがなされているか否かを判別し、な
されている場合にのみオブザーバの出力を速度指令手段
に供給させる位相同期引き込み判別手段と、を備えるこ
とを特徴とする。

【００２８】そして、請求項５は、請求項４記載のモー
タ制御装置において、位相同期引き込み判別手段が、モ
ータの起動後所定時間の経過をもって位相同期引き込み
がなされていると判別することを特徴とする。

【００２９】

【作用】本発明の請求項１においては、駆動手段がディ
ジタル値の速度信号に応じてモータを駆動する。このモ
ータの回転速度は、速度検出手段からディジタル値とし
て出力される。オブザーバは、速度検出手段から出力さ
れるディジタル値の回転速度及び速度信号に基づきモー
タを監視し、モータに加わる外乱トルク、速度変動等の
変量を推定し、推定された変量をディジタル値で出力す
る。このディジタル値は、ディジタル値の回転速度と共
に速度指令手段に入力され、速度指令手段はこれらに基
づき、モータに加わる外乱トルク、速度変動等の変量が
相殺されるようディジタル値の速度信号を生成する。従
って、本発明においては、駆動電流をＡ／Ｄ変換したり
、オブザーバの出力をＤ／Ａ変換するような必要がない
。このため、Ａ／Ｄ変換やＤ／Ａ変換のためのハードウ
エアが不要となり、また、このハードウエアの存在に起
因する時間遅れによる制御性能の劣化が回避される。 請求項２においては、駆動手段が速度信号に応じてモー
タを駆動する。速度検出手段は、モータの回転速度を表
す方形波信号を出力する。補正部は、この方形波信号に
含まれるデューティむらを補正し速度誤差として出力す
る。オブザーバは、速度信号の他、この速度誤差に基づ
きモータを監視し、モータに加わる外乱トルク、速度変
動等の変量を推定し、推定された変量を出力する。この
変量は、速度誤差と共に速度指令手段に供給され、速度
指令手段は、これらに基づきモータに加わる外乱トルク
、速度変動等の変量が相殺されるよう速度信号を生成す
る。従って、この請求項においては、方形波信号に２逓
倍等に起因するデューティむらが生じている場合であっ
ても、このデューティむらが補正され、外乱トルク等の
変量の推定がより正確となる。

【００３０】請求項３においては、補正部が、まず方形
波信号に含まれる同一値の期間の平均長を演算する。補
正部は、この平均長を逐次当該期間の時間長から減じ、
当該期間の目標長を加算する。請求項３においては、こ
のような手法によりデューティむらの補正が行われるこ
とにより、デューティむらのばらつきが補正される。請
求項４においては、駆動手段が速度信号に応じてモータ
を駆動する。速度検出手段は、モータの回転速度を検出
する。また、位相検出手段は、モータの回転速度を積分
することによりモータの回転位相を出力する。オブザー
バは、これらの量、すなわち速度検出手段から出力され
るディジタル値の回転速度及び速度信号に基づきモータ
を監視し、モータに加わる外乱トルク、速度変動等の変
量を推定し、推定された変量を出力する。速度指令手段
は、回転速度、回転位相及びオブザーバの出力に基づき
モータに加わる外乱トルク、速度変動等の変量が相殺さ
れるよう速度信号を生成する。そして、位相同期引き込
み判別手段は、位相検出手段により検出される回転位相
に基づき位相同期引き込みがなされているか否かを判別
し、なされている場合にのみオブザーバの出力を速度指
令手段に供給させる。従って、請求項４においては、位
相同期引き込みがなされていないときにはオブザーバの
出力が制御に反映されないので、例えば起動時における
位相変動に起因するオブザーバ出力の不正確さが、制御
から排除される。この結果、位相同期引き込みが迅速化
されつつ、一旦位相同期引き込みがなされた状態では、
モータの回転速度変動が抑制される。

【００３１】そして、請求項５においては、位相同期引
き込み判別手段が、モータの起動後所定時間の経過をも
って位相同期引き込みがなされていると判別する。これ
は、軌道の後位相同期引き込みがなされるまでの時間を
おおよそ予測できることに鑑みたものである。この構成
では、請求項４における作用がおおむね確保せられる一
方で、構成の簡素化が実現される。

【００３２】

【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に
基づき説明する。なお、図１６及び図１７に示されてい
る従来例と同様の構成には同一の符号を付し、説明を省
略する。

【００３３】図１には、本発明の第１実施例に係るモー
タ制御装置の構成が、図２には、そのブロック線図が、
それぞれ表されている。図１に示されるように、本実施
例では、駆動電流Ｉが外乱推定オブザーバ（７）に取り
込まれるのではなく加算値Ａｎが取り込まれている。ま
た、外乱推定オブザーバ（７）の出力たるオブザーバ演
算値Ｃｎは、図１６のオブザーバ演算信号のようにモー
タ（１）に前置された加算部（６）にフィードバックさ
れるのではなく、速度誤差演算部（８）の後段の加算部
（６）にフィードバックされる。加算部（６）は、ＭＤ
Ａ（５）の出力にオブザーバ制御信号を加算するのでは
なく、速度誤差信号Ｂｎとオブザーバ演算値Ｃｎを加算
し、加算値ＡｎをＰＷＭ変換器（２）の他、外乱推定オ
ブザーバ（７）に供給する。なお、図１及び図２では、
外乱推定オブザーバ（７）に角速度ωを供給するための
ＦＧ部が示されておらず、位相制御系も示されていない
が、これらは実際には存するものとする。

【００３４】図２に示されるブロック線図においては、
外乱推定オブザーバ（７）が乗算部（３０）及び（３１
）が含まれている。乗算部（３０）は加算値Ａｎに係数
を乗じて加算器（２０）に供給し、乗算部（３１）は推
定値ＴＧ＾にやはり係数を乗じてオブザーバ演算値Ｃｎ
として加算部（６）に供給する。

【００３５】乗算部（３０）において乗ぜられる係数は
、ＫＰＷＭ・ＫＡ・ＫＴ・ｇである。図１７に示される
従来例において、速度系係数部（１５）の出力から乗算
部（１９）までの合成伝達関数を求めるとＫＰＷＭ・Ｈ
ＬＰＦ（ｓ）・ＫＡ・Ｒ・ＦＡＤ・α・ＫＴ・ｇであり
、これにα＝１／（Ｒ・ＦＡＤ）を代入することにより
ＫＰＷＭ・ＨＬＰＦ（ｓ）・ＫＡ・ＫＴ・ｇと変形され
る。本実施例では、ＬＰＦ（３）の遮断周波数をモータ
制御系の取り扱う周波数より十分高く設定する（すなわ
ち、外乱推定オブザーバ（７）の取り扱う帯域ではＨＬ
ＰＦ（ｓ）＝１と見なせるような遮断周波数に設定する
）ことで、外乱推定オブザーバ（７）の制御性能に有意
の影響を与えることを避けることとしている。すなわち
、ＫＰＷＭ・ＨＬＰＦ（ｓ）・ＫＡ・ＫＴ・ｇからＨＬ
ＰＦ（ｓ）を省いたＫＰＷＭ・ＫＡ・ＫＴ・ｇを、乗算
部（３０）に付与している。

【００３６】同様に、外乱推定オブザーバ（７）の出力
の出力先を速度系係数部（１５）の後段に変更したのに
伴ない、乗算部（３１）には、係数１／（ＫＰＷＭ・Ｋ
Ａ・ＫＴ）が付与されている。より詳細にいえば、従来
例における減算器（２４）の出力から加算部（６）への
フィードバック路の伝達関数が保存されるよう、乗算部
（３１）の係数が設定されている。

【００３７】次に、この実施例の動作について説明する
。図３には、この実施例の動作が示されている。

【００３８】この実施例においては、ＦＧ部（１３）の
出力であるＦＧ信号につき立ち上がりまたは立ち下がり
のエッジが検出されるまで、速度誤差演算部（８）の動
作は待ち状態となる（１０１）。エッジが検出されると
、前回検出されたエッジとの時間差、すなわちＦＧ信号
の周期が演算され、この周期に基づき従来例と同様速度
誤差信号Ｂｎが演算される（１０２）。

【００３９】一方、角速度ωが外乱推定オブザーバ（７
）に取り込まれる（１０３）。なお、この実施例におい
ても、従来例と同様、ＦＧ信号の周期を求めた後に乗算
部（２１）及び（２２）に供給する手段は図１から省略
されている。外乱推定オブザーバ（７）は、角速度ω及
び加算値αの値に基づき、推定値ＴＧ＾を求め、さらに
オブザーバ演算値Ｃｎを出力する（１０４）。ここに、
先に述べたように乗算部（３０）及び（３１）に係る変
形がなされているのを除けば、ステップ（１０４）の動
作は従来例の外乱推定オブザーバ（７）と同じである。

【００４０】オブザーバ演算値Ｃｎは、加算器（６）に
供給され、速度誤差信号Ｂｎと加算される（１０５）。 従って、Ａｎ＝Ｂｎ＋Ｃｎである。この結果得られる加
算値Ａｎは、ＰＷＭ変換器（２）に供給されこれに応じ
てモータ（１）のＰＷＭ制御が行われることとなる（１
０６）。同時に、この加算値Ａｎは乗算部（３０）にも
供給され、ステップ（１０４）において用いられる。こ
の後、ステップ（１０１）に戻る。

【００４１】このように、本実施例によれば、従来例と
同様の基本的動作を実行でき、従来例において得られる
利点を相変わらず享受できる。さらには、この実施例で
は、アナログ値である駆動電流Ｉではなくディジタル値
である加算値Ａｎを外乱推定オブザーバ（７）に供給す
るようにし、外乱推定オブザーバ（７）の出力を駆動電
流Ｉではなく速度制御信号Ｂｎと加算可能なディジタル
量としたため、Ａ／Ｄ変換あるいはＤ／Ａ変換の必要が
ない。従って、装置をソフトウエア的構成にすることが
でき、かつ、Ａ／Ｄ変換あるいはＤ／Ａ変換に起因する
時間遅れがなく制御性能が向上する。具体的には、図２
の破線（２９）内のうち、二点鎖線で表されるハード部
分（３２）を除き、ソフトウエア化できる。

【００４２】なお、この実施例では、外乱推定オブザー
バ（７）を最小次元オブザーバとしているがこれは他の
形式のもの、例えば同一次元オブザーバとしてもよい。 更には、外乱推定オブザーバではなく速度推定オブザー
バ等のオブザーバに適用しても良い。そして、ＶＴＲの
ドラムモータやキャプスタンモータのみでなく、他の種
類のモータを制御対象としても良い。さらには、ＰＷＭ
制御ではなく、Ｄ／Ａ変換方式等によりモータを制御し
ても良い。

【００４３】図３には、本発明の第２実施例の構成が示
されている。この実施例は、第１実施例がモータ（１）
を電流制御する構成であったのに対し、電圧制御する構
成である。特に、この図の制御方式は、モータ（１）を
電圧制御するトランジスタをＰＷＭ信号で直接駆動する
方式である。

【００４４】この実施例は、マイクロコンピュータ（３
３）を備えている。このマイクロコンピュータ（３３）
は図示しない角速度ωの検出手段の出力を監視して、モ
ータ（１）の速度及び位相制御を行い、かつ、外乱推定
オブザーバの機能をも行う。マイクロコンピュータ（３
３）の出力はＰＷＭ信号であり、このＰＷＭ信号は伝達
ブロック（３４）に供給される。

【００４５】伝達ブロック（３４）は、伝達関数Ｇｄ（
ｓ）を有している。伝達ブロック（３４）は、トランジ
スタ（ＴＲ１）、（ＴＲ２）、トランジスタ（ＴＲ２）
のベース抵抗（Ｒ１）、トランジスタ（ＴＲ２）のベー
ス・エミッタ抵抗（Ｒ２）、スイッチングダイオード（
Ｄ）、コイル（Ｌ）、コンデンサ（Ｃ）から構成されて
いる。

【００４６】トランジスタ（ＴＲ１）のベースには、Ｐ
ＷＭ信号が供給されている。従って、トランジスタ（Ｔ
Ｒ１）はＰＷＭ信号によりオンオフする。トランジスタ
（ＴＲ１）のコレクタはトランジスタ（ＴＲ２）のベー
スに接続されており、従って、トランジスタ（ＴＲ２）
もＰＷＭ信号によりオンオフする。コイル（Ｌ）及びコ
ンデンサ（Ｃ）はトランジスタ（ＴＲ２）によるスイッ
チング波形を直流化するフィルタを構成しており、その
遮断周波数は、第１実施例と同様、フィルタの伝達関数
が１に近似できるよう十分高く設定されている。

【００４７】この実施例においては、マイクロコンピュ
ータ（３３）が第１実施例と同様に機能する。ＰＷＭ変
換ゲインＫＰＷＭ及び伝達関数Ｇｄ（ｓ）から駆動電流
Ｉが決定されるため、推定値ＴＧ＾を得ることができる
。すなわち、本実施例においても第１実施例と同様の効
果を得られる。

【００４８】図５は、本発明の第３実施例に係るモータ
制御装置のブロック線図である。この実施例は、角速度
ωをトルク−回転変換部（１０）から外乱推定オブザー
バ（７）に取り込むのではなく、速度検出部（１４）の
出力を外乱推定オブザーバ（７）内の変換部（３５）を
介して乗算部（２１）及び（２２）に取り込むようにし
ている。この場合、変換部（３５）の変換ゲインα´は
ＦＧ部（１３）及び速度検出部（１４）の変換ゲインの
積の逆数、すなわちα´＝２π／（ＫＦＧ・ＨＦ（ｓ）
）である。この実施例によっても、第１実施例と同様の
動作が行われ、同様の効果を確保できる。

【００４９】また、この実施例では、ＦＧ部（１３）が
図６に示されるような構成を有している。すなわち、磁
気ヘッド（３６）、スレッショルド電圧源（３７）及び
波形整形回路（３８）を有している。モータ（１）には
あらかじめ着磁パターン（２０１）が付与されているも
のとする。

【００５０】ＦＧ部（１３）の磁気ヘッド（３６）は着
磁パターン（２０１）を読取り、正弦波信号（ａ）を波
形整形回路（３８）に供給する。波形整形回路（３８）
には、正弦波信号（ａ）の他、スレッショルド電圧源（
３７）からスレッショルド電圧（ｂ）が供給されており
、波形整形回路（３８）は正弦波信号（ａ）をスレッシ
ョルド電圧（ｂ）と比較する。すると、図７に示される
ように、正弦波信号（ａ）がスレッショルド電圧（ｂ）
より大きな期間はＨ値の、小さな期間はＬ値の、方形波
信号であるＦＧ信号（ｃ）が得られる。このＦＧ信号（
ｃ）は、速度検出部（１４）に供給され、速度制御及び
外乱トルク推定に用いられる。

【００５１】この実施例において、スレッショルド電圧
（ｂ）が正確な値（ｂ１）であった場合には、図７に（
ｃ１）として示されるＦＧ信号（ｃ）が得られる。ここ
に、正確な値のスレッショルド電圧（ｂ１）とは、この
ようなＨ値期間＝Ｔ／２、Ｌ値期間＝Ｔ／２のデューテ
ィ比＝５０％のＦＧ信号（ｃ１）が得られる電圧をいう
ものとする。Ｔは、正弦波信号（ａ）、従ってＦＧ信号
（ｃ）の周期である。このようなＦＧ信号（ｃ１）であ
れば、これを２逓倍して使用しても、制御誤差は生じな
い。

【００５２】しかし、このようなスレッショルド電圧（
ｂ１）からずれた値のスレッショルド電圧（ｂ２）であ
った場合、デューティ比≠５０％のＦＧ信号（ｃ２）と
なる。すなわち、デューティむらの発生である。このよ
うなＦＧ信号（ｃ２）をＦＧ部（１３）から出力し速度
検出を行った場合でも、ＦＧ信号（ｃ）の立ち上がりエ
ッジまたは立ち下がりエッジのみを検出して速度検出を
行うならば、周期Ｔが一定であることから、問題は生じ
ない。しかし、２逓倍を行う場合、すなわち立ち上がり
エッジと立ち下がりエッジの間の時間を検出して速度検
出とする場合には、デューティむらが外乱トルク推定動
作に反映してしまい。モータ（１）の回転変動が生じて
しまう。

【００５３】図８には、このような点に着目してさらに
改良を加えた第４実施例のブロック線図が示されている
。この実施例は、第３実施例に補正部（３９）を付加し
た構成である。補正部（３９）は、速度検出部（１４）
の後段に配置されており、ソフトウエア的に構成可能な
部材である。従って、この実施例においても、第１実施
例もしくは第３実施例と同様の効果が得られる。

【００５４】この実施例で新たに得られる効果は、デュ
ーティむらの補正による正確な外乱トルク推定である。 図９及び図１０には、本実施例の動作が示されており、
以下、動作説明を通じて本実施例の利点に関して説明す
る。

【００５５】この実施例においては、ＦＧ部（１３）は
、図６及び図７と同様に動作する。速度検出部（１４）
は、ＦＧ信号（ｃ）について判定（３０１）を実行する
。この判定（３０１）は、ＦＧ信号（ｃ）の立ち上がり
エッジ及び立ち下がりエッジのいずれかが入力されたか
否かを判定するステップである。すなわち、この実施例
では、立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジを共に入
力し半周期を検出する２逓倍動作を行う。判定（３０１
）において入力されたと判定されるまで、この判定（３
０１）が繰り返される。

【００５６】入力されたと判定された場合には、補正部
（３９）は、ＦＧカウンタの内容ｍを１インクリメント
する（３０２）。ＦＧカウンタは、プロセッサ内にソフ
トウエア的にまたはハードウエア的に構成され補正部（
３９）が使用するカウンタであり、初期的には「０」に
設定されている。このＦＧカウンタの内容ｍは、後の説
明で理解されるように、入力されたエッジが立ち上がり
エッジか立ち下がりエッジかを示す。

【００５７】次に、速度検出部（１４）は、ＦＧ信号（
ｃ）の半周期ｘｍを演算する（３０３）。補正部（３９
）は、補正計算フラグが「１」であるか否かを判定する
（３０４）。補正計算フラグは補正計算を行っているか
否かを示すフラグであり、初期値は「１」である。従っ
て、動作開始直後には「１」であり、ステップ（３０５
）に移行する。

【００５８】ステップ（３０５）においては、補正部（
３９）がＦＧカウンタの内容ｍについての偶奇判定を行
う。初期値が０であることから、ｍが偶数の場合には立
ち上がりエッジ入力直後であり、奇数の場合には立ち下
がりエッジ入力直後である。奇数の場合には今回入力さ
れた立ち上がりエッジと前回入力された立ち下がりエッ
ジの時間差が、逆に偶数の場合には今回入力された立ち
下がりエッジと前回入力された立ち上がりエッジの時間
差が、それぞれステップ（３０３）において半周期ｘｍ
として求められている。従って、ステップ（３０５）に
おいて奇数とされた場合には現在の半周期ｘｍはＦＧ信
号（ｃ）がＬ値の半周期であり、偶数とされた場合には
現在の半周期ｘｍはＦＧ信号（ｃ）がＨ値の半周期であ
る。

【００５９】この実施例においては、補正部（３９）は
、Ｌ値の半周期とＨ値の半周期とを別個に集計している
。すなわち、偶数と判定された場合にはステップ（３０
６）が実行され、奇数と判定された場合にはステップ（
３０７）が実行される。ステップ（３０６）においては
、ｘｈにｘｍが加算され、ステップ（３０７）において
は、ｘｌにｘｍが加算される。ただし、ｘｈ及びｘｌは
初期的には「０」に設定されているものとする。

【００６０】これらステップ（３０６）及び（３０７）
の実行後には、判定（３０８）が実行される。すなわち
、補正部（３９）は、加算が所定回数（ｎ回）行われた
か否かを判定する。この判定の結果行われていないとさ
れた場合にはステップ（３０１）に戻り、以上説明した
演算が繰り返される。

【００６１】このような動作が繰り返された結果ステッ
プ（３０８）においてｎ回に至ったとされた場合には、
補正部（３９）は、ステップ（３０９）を実行する。こ
のとき、ＦＧカウンタの内容ｍが偶数の場合のｘｍがｘ
ｈに累算されており、奇数の場合のｘｍがｘｌに累算さ
れている。ステップ（３０９）においては、ｘＨ＝ｘｈ
／ｎ ｘＬ＝ｘｌ／ｎ の演算が行われる。このｘＨ及びｘＬは、それぞれＨ値
及びＬ値の半周期の平均値であると理解できる。この後
、補正部（３９）は、補正フラグを「１」に設定する（
３１０）。補正フラグは初期的には「０」に設定されて
おり、ｘＨ及びｘＬが求められているかを表すフラグで
ある。

【００６２】次に、図１０に示される動作に移る。補正
部（３９）は、補正フラグが「１」であるか否かを判定
する（３１１）。この場合、補正フラグが「１」である
ためステップ（３１２）に移る。補正部（３９）は、ス
テップ（３１２）において補正カウンタの内容ｍの偶奇
判定を行う。偶数の場合にはステップ（３１３）に、奇
数の場合にはステップ（３１４）に移る。

【００６３】ステップ（３１３）では、Ｘ＝ｘｍ−ｘＨ
＋ｘ０が、ステップ（３１４）では、Ｘ＝ｘｍ−ｘＬ＋
ｘ０が、補正部（３９）により、それぞれ演算される。 ここに、ｘ０はオフセット値であり、ＦＧ信号（ｃ）の
真の半周期を表している。従って、このようにして求め
られるＸは、検出した半周期ｘｍからデューティむらを
補正した補正値である。この後、補正部（３９）は、補
正計算フラグを「０」にし、補正計算を終了する（３１
５）。

【００６４】続いて、速度系係数部（１５）は、速度誤
差計算を行い（３１６）、外乱推定オブザーバ（７）は
、外乱トルクＴＧの推定を行い（３１７）、加算部（６
）は速度誤差信号Ｂｎとオブザーバ演算値Ｃｎの加算を
行い（３１８）、加算値ＣｎはＰＷＭ変換器（２）によ
りＰＷＭ信号として出力される（３１９）。

【００６５】この後には、ステップ（３０１）に戻る。 この後、ステップ（３０３）までは以上説明した内容と
同様の動作となるが、ステップ（３０４）において補正
計算フラグが「０」であるためにステップ（３１１）に
分岐する。さらに、補正フラグもすでに「１」になって
いるため、ステップ（３１２）に移行する。なお、補正
フラグが「０」であれば、ステップ（３１６）に移行す
る。

【００６６】このように、本実施例においては、２逓倍
によりＦＧ信号（ｃ）のエッジ検出を行った場合でも、
デューティむらを補正してより正確な外乱トルク推定、
ひいてはモータ（１）の制御を実現できる。また、平均
値を求めこれを利用して補正するようにしたため、演算
時間の遅れも生じない。

【００６７】なお、他の方法でデューティむら補正を行
ってもよく、外乱推定オブザーバ（７）は最小次元オブ
ザーバではなく例えば同一次元オブザーバでも良く、外
乱推定オブザーバ（７）にかえ速度推定オブザーバ等を
用いてもよい。キャプスタンモータ等に限定されないこ
とはいうまでもない。

【００６８】次に、本発明の第５実施例について説明す
る。図１１は、この実施例のブロック線図である。

【００６９】この実施例においては、先に説明した従来
例及び各実施例においては省略されていた位相制御系の
構成も示されている。すなわち、トルク−回転変換部（
１０）の出力を積分することによりモータ（１）の角速
度ωを位相に変換する積分要素（４０）と、積分要素（
４０）の出力からモータ（１）の回転位相を検出する位
相検出器（４１）と、が示されている。なお、図におい
てＨＰ（ｓ）は位相検出器（４１）の伝達関数である。 位相検出器（４１）の出力は、加算部（６）に供給され
、これにより、位相制御に係るフィードバックループが
構成される。

【００７０】更に、図１１においては、外乱トルクＴＧ
の加算に係る加算器（１１）が省略されており、増幅器
（４）及びモータ駆動ランプ（５）両者のゲインを表す
ブロックである増幅部（１２）が移行の増幅部（４２）
及び（４３）に分割して描かれている。増幅部（４２）
のゲインはＫＡＭＰ、増幅部（４３）のゲインはＫＭＤ
Ａと表されている。更に、加算部（６）から出力される
加算値Ａｎは、遅延器（４４）を介して乗算部（３０）
に入力される。遅延器（４４）は、加算値Ａｎを１サン
プリング周期ＴＦだけ遅延させる遅延器である。

【００７１】この実施例においては、位相制御系は、次
のように動作する。先に述べた速度制御系においては、
モータ（１）の回転に応じてＦＧ部（１３）がモータ（
１）の回転速度に対応したＦＧ信号を生成させていたが
、位相制御系においては、モータ（１）の１回転毎にＰ
Ｇ（Ｐｕｌｓｅ　Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ　）信号が１パル
ス発生し、基準位相との時間差を計測する。この計測は
、積分要素（４０）によって行われ、引き続き位相検出
器（４１）によりモータ（１）の回転位相が検出される
。この回転移送は、加算部（６）を介してＰＷＭ変換器
（２）に供給され、ＰＷＭ信号の生成に寄与する。

【００７２】このように、本実施例によれば、速度制御
のみならず位相制御を行なうようにしたため、モータ（
１）の回転速度変動が抑制されることとなる。

【００７３】更には、外乱推定オブザーバ（７）を設け
ているため、外乱トルクＴＧに起因するモータ（１）の
回転速度変動が抑圧される。更に、Ａ／Ｄ変換及びＤ／
Ａ変換の必要がないため、本実施例においては第１実施
例等と同様の効果を得ることができる。

【００７４】図１２は、本発明の第６実施例に係るモー
タ制御装置の構成が示されている。この図はブロック線
図であり、図１１と同様の省略等を施している。この実
施例は、図１１に示される第５実施例に加え、位相同期
引込み判別手段（４５）を付加した点が相違しており、
更に、この位相同期引込み判別手段（４５）によってオ
ンオフされる切替えスイッチ（４６）が乗算部（３１）
と加算部（６）の間に設けられている点が異なる。この
実施例は、図１１に示される第５実施例を更に改良する
ことにより、モータ起動時等の過渡応答時における位相
同期引込みを早期に行わせることを可能にしたものであ
る。すなわち、モータ起動時等の過渡応答時には位相検
出器（４１）の出力が大きく変動し、速度指令値が大き
く変動する結果、外乱推定オブザーバ（７）の演算過程
におけるオーバフローの発生や外乱トルクＴＧの不正確
な推定等が発生し、速度指令値が不適当な値になり、位
相同時引込みを遅らせてしまうという問題点が生じ得る
。この実施例では、モータ（１）の起動時等において位
相同期引込み判別手段（４０）の制御の下、外乱推定オ
ブザーバ（７）による推定値Ｃｎを加算部（６）に供給
することを断とうとするものである。図１３には、この
実施例の動作の流れが示されている。なお、速度制御、
位相制御、外乱トルクＴＧの推定動作については先に説
明したものと同様であるのでここでは詳細を省略する。

【００７５】この実施例の装置は、モータ（１）の回転
に伴い、ＦＧ信号のエッジ又はＴＧ信号のエッジが入力
されるまで、速度検出及び位相検出は行なわない。ＦＧ
信号のエッジが入力されると（４０１）、ステッブ（４
０５）〜（４１０）の動作に移行し、その後、ステップ
（４０２）に移る。また、ＦＧ信号のエッジが入力され
ていない状態でＰＧ信号のエッジが入力された場合（４
０２）、ステップ（４０３）及び（４０４）の動作を実
行し、再びＦＧ信号のエッジの入力待ち状態（４０１）
に戻る。

【００７６】ステップ（４０３）においては、位相検出
器（４１）によって位相検出が行われ、検出結果からＮ
Ｐが位相検出器（４１）から出力される。位相同期引込
み判別手段（４５）は、この位相検出結果ＮＰに基づき
位相同期引込みが成されているかどうかを判別する（４
０４）。

【００７７】一方、ステップ（４０１）においてＦＧ信
号のエッジが入力されたと判定された場合にはステップ
（４０５）〜（４１０）が実行される。ステップ（４０
５）においては、速度検出部（１４）が速度検出を行な
い、その結果、ＮＦを出力する。加算部（６）は、速度
検出部（１４）の出力である速度検出結果ＮＦと位相検
出器（４１）の出力である位相検出結果ＮＰとを加算し
、その加算結果ＮをＰＷＭ変換器（２）に出力する（４
０６）。この時、位相同期引込み判別手段（４５）によ
り先のステップ（４０４）において位相同期引込みがな
されているか否かの判定がなされている。ステップ（４
０６）の後は、この判別結果に応じて動作が分岐し（４
０７）、位相同期引込みがなされている場合にのみ外乱
推定オブザーバ（７）の演算結果ＮＯ（推定値Ｃｎに相
当する）を切替えスイッチ（４６）を介して加算部（６
）に取り込み（４０８）、加算結果Ｎに更に外乱推定オ
ブザーバ（７）による演算結果をＮＯを加算する（４０
９）。すなわち、位相同期引込み判別手段（４５）は、
位相検出結果ＮＰに基づき位相同期引込みがなされるか
否かを判別し、なされている場合にのみ切替えスイッチ
（４６）をオンさせ、外乱推定オブザーバ（７）による
演算結果ＮＯを加算部（６）に供給する。

【００７８】このように、外乱推定オブザーバ（７）の
演算結果ＮＯがＮに加えられた後、あるいは位相同期引
込みがまだなされておらず切替えスイッチ（４６）がオ
フされていたときには直ちに、ステップ（４１０）にか
かる動作が実行される。ステッブ（４１０）に示される
のは、ＰＷＭ変換器（２）による（Ｎ）のＰＷＭ変換動
作であり、この結果、モータ（１）のＰＷＭ制御が実行
されることになる。

【００７９】このように、本実施例によれば、位相同期
引込みがなされている場合にのみ外乱推定オブザーバ（
７）の出力を用いて速度制御及び位相制御を行なうよう
にしているため、位相同期引込みがモータ（１）の起動
時等の過渡応答時において位相同期引込みが遅くなるこ
とがなく、また、外乱トルクＴＧによるモータ（１）の
外乱速度変動を抑圧することができる。

【００８０】図１４には、本発明の第７実施例に係るモ
ータ制御装置の構成が示されている。この実施例は、図
１２に示される第６実施例の構成を更に簡素化し、第６
実施例と同様の効果をより経済的に得ようとするもので
ある。すなわち図１４に明瞭に示されるように、位相同
期引込み判別手段（４５）に代えタイマ（４７）が設け
られている。このタイマ（４７）はモータ（１）の起動
から一定時間経過後に切替えスイッチ（４６）をオフか
らオンに切替えるタイマである。従って、図１５に示さ
れるこの実施例の動作も、図１３に示される第６実施例
の動作と異なり、ステップ（４０４）が省略され、ステ
ップ（４０７）がステップ（４１１）に置き換えられて
いる。すなわち、この実施例においては、位相同期引込
みがなされているか否かではなく、タイマ（４７）の動
作の結果、モータ（１）の起動のうち一定時間が経過し
たと見なせる場合にのみ外乱推定オブザーバ（７）の演
算結果ＮＯを加算部（６）に取り組ませるものである。 従って、この実施例によれば、第６実施例により得られ
た効果をより簡素な構成で実現することができる。

【００８１】なお、この実施例においてはモータ（１）
の起動時をタイマ（４７）の起算点としたが、これは、
例えば通常再生とスピードサーチ等の特殊再生との間の
モード移行時などの他の移行時を基準としてもよい。ま
た、ＶＴＲのドラムモータ等に限らず、キャプスタンモ
ータ等、他のモータであってもよい。

【００８２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の請求項１
によれば、オブザーバが速度検出手段から出力されるデ
ィジタルの回転速度及び速度信号に基づきモータを監視
し、外乱トルク推定動作を実行するようにしたため、Ａ
／Ｄ変換、Ｄ／Ａ変換等が不要となり、ハードウェアの
省略による簡素化かつ経済的な構成の実現、Ａ／Ｄ変換
等による時間遅れの発生防止による制御性能の向上等の
効果が得られる。

【００８３】また、請求項２によれば、モータの回転速
度を表す方形波信号に含まれるデューティむらを補正す
るようにしたため、外乱トルク等のの変量の推定がより
正確となる。

【００８４】請求項３によれば、モータの回転周波数の
平均値を演算し、この平均値によりデューティむらを補
正するようにしたため、補正における演算時間による遅
れの発生防止や、デューティむらのない正しい速度検出
が可能となる等の効果が得られる。

【００８５】請求項４によれば、位相同期引込みがなさ
れている場合にのみオブザーバの出力が制御に用いられ
るため、モータ起動時等の過渡応答時に回転速度変動を
外乱トルク等の推定に反映させないようにして誤差発生
を防止することができる。

【００８６】請求項５によれば、請求項４における位相
同期引込み判別手段をタイマとしたため、簡易な構成で
、請求項４に係る効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１実施例に係るモータ制御装置の構成を示す
図である。

【図２】第１実施例に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。

【図３】第１実施例に係るモータ制御装置の動作の流れ
を示すフローチャート図である。

【図４】第２実施例に係るモータ制御装置の構成を示す
回路図である。

【図５】第３実施例に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。

【図６】ＦＧ部の構成及び動作線図を示す図である。

【図７】ＦＧ信号の波形を示す図である。

【図８】第４実施例に係るモータ制御装置の構成を示す
ブロック線図である。

【図９】第４実施例に係るモータ制御装置の動作の一部
を示すフローチャート図である 。

【図１０】第４実施例に係るモータ制御装置の動作の一
部を示すフローチャート図である 。

【図１１】第５実施例に係るモータ制御装置の構成を示
すブロック線図である。

【図１２】第６実施例に係るモータ制御装置の構成を示
すブロック線図である。

【図１３】第６実施例に係るモータ制御装置の動作を示
すフローチャート図である。

【図１４】第７実施例に係るモータ制御装置の構成を示
すブロック線図である。

【図１５】第７実施例に係るモータ制御装置の動作の流
れを示すフローチャート図である。

【図１６】一従来例に係るモータ制御装置の構成を示す
図である。

【図１７】従来例の構成を示すブロック線図である。

【符号の説明】

（１）　　モータ （２）　　ＰＷＭ変換器 （６）　　加算部 （７）　　外乱推定オブザーバ （８）　　速度誤差演算部 （９）　　電流−トルク変換部 （１０）　　トルク−回転変換部 （１３）　　ＦＧ部 （１４）　　速度検出部 （２０）　　加算器 （２１），（２２）　　乗算部 （２３）　　一次遅れ要素 （２４）　　減算器 （２９）　　ソフトウェアの部分 （３０），（３１）　　乗算部 （３３）　　マイクロコンピュータ （３６）　　磁気ヘッド （３７）　　スレッショルド電圧源 （３８）　　波形整形回路 （３９）　　補正部 （４０）　　積分要素 （４１）　　位相検出器 （４５）　　位相同期引込み判別手段 （４６）　　切替えスイッチ （４７）　　タイマ Ｉ　　駆動電流 ω　　モータの角速度 Ａｎ　　加算値 Ｂｎ　　速度部材信号 Ｃｎ　　オブザーバ演算値 （ａ）　　正弦波信号 （ｂ），（ｂ１　），（ｂ２　）　　スレッショルド電
圧（ｃ），（ｃ１　），（ｃ２　）　　ＦＧ信号ｘＨ，
ｘＬ　　平均値 ＮＰ　　位相検出結果 ＮＦ　　速度検出結果 Ｎ　　加算結果 ＮＯ　　オブザーバの演算結果

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　ディジタル値の速度信号に応じてモー
   タを駆動する駆動手段と、モータの回転速度を表すディ
   ジタル値を出力する速度検出手段と、速度検出手段から
   出力されるディジタル値の回転速度及び速度信号に基づ
   きモータを監視し、モータに加わる外乱トルク、速度変
   動等の変量を推定し、推定された変量をディジタル値で
   出力するオブザーバと、ディジタル値の回転速度及びオ
   ブザーバの出力に基づきモータに加わる外乱トルク、速
   度変動等の変量が相殺されるようディジタル値の速度信
   号を生成する速度指令手段と、を備えることを特徴とす
   るモータ制御装置。
2. 【請求項２】　　速度信号に応じてモータを駆動する駆
   動手段と、モータの回転速度を表す方形波信号を出力す
   る速度検出手段と、速度検出手段から出力される方形波
   信号に含まれるデューティむらを補正し速度誤差として
   出力する補正部と、速度誤差及び速度信号に基づきモー
   タを監視し、モータに加わる外乱トルク、速度変動等の
   変量を推定し、推定された変量を出力するオブザーバと
   、速度誤差及びオブザーバの出力に基づきモータに加わ
   る外乱トルク、速度変動等の変量が相殺されるよう速度
   信号を生成する速度指令手段と、を備えることを特徴と
   するモータ制御装置。
3. 【請求項３】　　請求項２記載のモータ制御装置におい
   て、補正部が、まず方形波信号に含まれる同一値の期間
   の平均長を演算し、この平均長を逐次当該期間の時間長
   から減じ、当該期間の目標長を加算して、デューティむ
   らを補正することを特徴とするモータ制御装置。
4. 【請求項４】　　速度信号に応じてモータを駆動する駆
   動手段と、モータの回転速度を検出する速度検出手段と
   、モータの回転速度を積分することによりモータの回転
   位相を出力する位相検出手段と、速度検出手段から出力
   されるディジタル値の回転速度及び速度信号に基づきモ
   ータを監視し、モータに加わる外乱トルク、速度変動等
   の変量を推定し、推定された変量を出力するオブザーバ
   と、回転速度、回転位相及びオブザーバの出力に基づき
   モータに加わる外乱トルク、速度変動等の変量が相殺さ
   れるよう速度信号を生成する速度指令手段と、位相検出
   手段により検出される回転位相に基づき位相同期引き込
   みがなされているか否かを判別し、なされている場合に
   のみオブザーバの出力を速度指令手段に供給させる位相
   同期引き込み判別手段と、を備えることを特徴とするモ
   ータ制御装置。
5. 【請求項５】　　請求項４記載のモータ制御装置におい
   て、位相同期引き込み判別手段が、モータの起動後所定
   時間の経過をもって位相同期引き込みがなされていると
   判別することを特徴とするモータ制御装置。