JPH043595Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この考案は、高電圧に充電するコンデンサを負
荷とする電源回路に適当なDC−DCコンバータに
関する。

「従来の技術」 乾電池などの直流電源から直流の高電圧を出力
させる手段として、トランジスタなどの半導体素
子とトランスとを用いた自動発振回路が広く利用
されている。

この種の発振回路のうちで、一つの発振トラン
ジスタを用いるものにブロツキング発振回路があ
るが、交流出力の半サイクルのみを整流して直流
出力とする発振回路としては第３図及び第４図に
示す回路構成のものが知られている。

第３図の発振回路は、昇圧トランス１、発振ト
ランジスタ２、時定数回路を形成する抵抗３及び
コンデンサ４から構成され、交流出力電圧がダイ
オード５によつて整流され直流電圧が出力する。
その他、この図における参照符号６は電池電源、
７は電源スイツチ、８は負荷として接続したコン
デンサ、Ｓは一次コイル、Ｐは二次コイル、Ｆは
反結合コイルである。

この発振回路の場合、発振トランジスタ２が
ONしている周期に負荷電流が流れてコンデンサ
８を充電する。

このときの出力電圧Eoは、Eo＝Ｅ・（Ns／
Np）によつて基本的に定められる。なお、Ｅは
電池電源６の電圧、Npは昇圧トランス１の一次
コイルＰの巻数、Nsは同トランス１の二次コイ
ルＳの巻数である。

第４図の発振回路は、上記した第３図の発振回
路に比べて昇圧トランス１の二次コイルの接続極
性が図示する如く異なつている。

この発振回路は、発振トランジスタ２がONし
ている周期では負荷電流が流れず、発振トランジ
スタ２がOFFして昇圧トランス１の一次コイル
Ｐの電流が断たれた時点からコンデンサ８に対し
て負荷電流が流れる。

すなわち、発振トランジスタ２のOFF周期の
間に一次コイルＰの周囲に蓄積した磁気エネルギ
ーが、フライバツクして二次コイルから取り出さ
れる。

したがつて、この発振回路の出力電圧は昇圧ト
ランスの巻数比では定まらず、発振トランジスタ
２がOFFする直前に一次コイルＰの流れている
電流の大きさと、発振トランジスタがONとOFF
の両状態の間を移行する動作速度に比例する。

これより、このフライバツク形の発振回路は高
電圧出力となる。

「考案が解決しようとする問題点」 以上より分かる如く、第４図に示したフライバ
ツク形の発振回路は、比較的に大なる容量のコン
デンサ８を高電圧に充電する電源回路に適する
が、ただ、このコンデンサ８の充電と放電とを短
時間周期で繰り返すような場合、例えば、数秒に
一回或いは１秒に数十回の頻度で充放電を繰返す
構成とする場合に、昇圧トランス１のマグネテイ
ツクリセツトが不充分となつて電力変換効率が低
下するという欠点がある。

この理由は主に以下の点に関連している。

(1) 発振トランジスタ２の発振周期が短く設計さ
れる。

(2) 発振トランジスタ２がOFFする直前に一次
コイルＰに流れる電流が大きくなるように構成
される。

(3) 発振トランジスタ２に加えることができる電
圧の許容限度が比較的に低いため、昇圧トラン
ス１の巻数比ｎがある程度大きな値となる。

一例として、コンデンサ８を500ボルトに充電
し、発振トランジスタ２のコレクタ・エミツタ間
に加わる電圧として50ボルトが限界であるとすれ
ば、昇圧トランス１の一次コイルＰに現われる電
圧は（50−Ｅ）ボルト以下に保つ必要があること
から、Ns／Np＝ｎを20に選ぶと、500／20＝25
ボルトが発振トランジスタ２のコレクタ・エミツ
タ間に加わることになる。

一方、二次コイルＳのインダクタンスは一次コ
イルＰのインダクタンスLpに対してn²Lpの値を
持つため、巻数比ｎが上記したように定まる関係
からこのインダクタンスn²Lpが可成り増加し、
これより、コンデンサ８の充電々荷が零または零
に近い状態のときに、二次コイルＳには極めて長
い時間にわたつて負荷電流が流れる。

その結果、発振トランジスタ２の発振周期が短
いことと相俟て、二次コイルＳの電流が充分に減
少しないうちにこのトランジスタ２が次のON周
期に突入してしまう。

このような現象は、磁性鉄心を有する昇圧トラ
ンス１を備えた上記の発振回路にとつて悪影響と
なると共に発振トランジスタ２を破損する原因と
なる。

上記した現象について第５図を参照しながら今
少し詳細に説明する。なお、第５図は昇圧トラン
ス１が備える磁性鉄心のＢ−Ｈ曲線である。

磁性鉄心は発振トランジスタ２の第１回目の
ONでａ〜ｂに向かつて磁化され、続くOFFで充
分な時間がある場合（コンデンサ８の充電が零ま
たは零に近い場合）にはｂ〜ｃに戻つてマグネテ
イツクリセツトとなる。このトランジスタ２が引
き続いてONとなれば、ｃ〜ｂに向かつて磁化さ
れ、以後、ｃ〜ｂのループが繰返されるときには
安定動作となる。

発振トランジスタ２がｂ〜ｃに戻る中途でON
すると、ｄ〜ｅに向かつて磁化され、同様に、ｅ
〜ｄに戻る前にOFFからONになると、ｆ〜ｇに
向かつて磁化される。

正しくは上記したｃ〜ｂ，ｄ〜ｅ，ｆ〜ｇのル
ープはＨ軸から見て同じ長さとなるから、マグネ
テイツクリセツトされないときには、徐々に磁束
が飽和する領域に入つていく。

したがつて、昇圧トランス１の二次コイルＳの
電柱が零に近ずかないうちに発振トランジスタ２
がON周期に入ると、磁性鉄心が充分にマグネテ
イツクリセツトされないまま磁化力増加方向に駆
動され磁束飽和の状態に次第に追い込まれ、極端
な場合にはトランス機能を失うことがある。

実際には、コンデンサ８の充電々圧が徐々に上
昇し、二次コイルＳの電流が零に達する時間が漸
時減少するので、マグネテイツクリセツトが行な
われるように発振トランジスタ２のOFF周期を
定めることができ、トランス機能を失うような極
端な弊害は少ない。

しかし、マグネテイツクリセツトが不充分なま
ま発振トランジスタ２が次のON周期に入るよう
な動作が繰返されているかぎり、入力−出力間の
電力変換効率が低下する。これは昇圧トランス１
から供給される電気エネルギーを残してしまい、
このエネルギーを使い切らない動作となるためで
ある。

また、上記のような動作は入力する電力が増し
て発振トランジスタ２の発熱を促進する原因とな
る。

「問題点を解決するための手段」 本考案は上記した問題点にかんがみ、発振周波
数が高く、コンデンサ負荷に適当なDC−DCコン
バータを開発することを目的とする。

しかして、本考案では、電池電源より供給され
る昇圧トランスの入力コイル電源を発振トランジ
スタによつて断続し、コイルのフライバツク電圧
によつて昇圧された当該昇圧トランスの出力コイ
ル電圧により整流用ダイオードを介してコンデン
サを充電する構成のDC−DCコンバータにおい
て、出力コイルの出力電流路に抵抗部材を設ける
と共に、ベース・エミツタ間に上記抵抗部材を接
続し、コレクタを上記発振トランジスタのベース
に接続したベース接地のスイツチングトランジス
タを設け、予定レベルを超える電圧が発振動作毎
に上記抵抗部材に発生している間スイツチングト
ランジスタがONして発振トランジスタをOFFさ
せ、上記抵抗部材に発生する電圧が発振動作毎に
零または零に近い予定レベルに減少したとき、ス
イツチングトランジスタがOFFして発振トラン
ジスタをONさせる構成としてなるDC−DCコン
バータを提案する。

「実施例」 次に、本考案の実施例について図面に沿つて説
明する。

第１図は本考案に係るDC−DCコンバータを示
す回路図であるが、上記した従来例に比べて同じ
回路部品について同符号が付してある。

図示する通り、本実施例では昇圧トランス１の
二次コイルＳとグランド線９との間に抵抗１０を
接続し、二次コイルＳに流れる電流に応じた電圧
をこの抵抗１０に発生させる。すなわち、この抵
抗１０が出力電流の検出抵抗となつている。

また、二次コイルＳと上記抵抗１０との接続部
Ｐにエミツタを、発振トランジスタ２のベースＱ
にコレクタを、グランド線９にベースを各々接続
したベース接地のPNP形スイツチングトランジ
スタ１１を設け、このトランジスタ１１のコレク
タ・エミツタ間インピーダンスを上記抵抗１０に
発生する電圧にしたがつて増減させるようになつ
ている。

すなわち、抵抗１０に発生する電圧Vdはグラ
ンド線９を基準にすると負電圧に発生するため、
この電圧Vdが予定レベル以上となつているとき
には、トランジスタ１１のコレクタ・エミツタ間
インピーダンスの減少によつて発振トランジスタ
２のバイアス電圧と正帰還電圧とが同時に吸収さ
れ、発振トランジスタ２の発振動作が停止するよ
うになり、また、出力電流が零または零に近づき
上記電圧Vdが予定レベル以下に降下すると、ト
ランジスタ１１のインピーダンスの増加によつて
発振トランジスタ２が発振可能な状態となる。

コンデンサ８に並列接続した抵抗１２，１３
と、これら抵抗１２，１３の分電圧を受ける定電
圧素子１４と、この定電圧素子１４よりベース入
力を受けるトランジスタ１５はコンデンサ８の定
電圧制御回路を形成するもので、コンデンサ８が
所定の充電々圧に達したとき、定電圧素子１４の
導通によりトランジスタ１５がONし、発振トラ
ンジスタ２の発振動作を停止させるように働く。

次に、上記したDC−DCコンバータの動作につ
いて説明する。

発振中に発振トランジスタ２のコレクタに流れ
る電流Icと、出力電流検出用の抵抗１０に発生す
る電圧Vdはほぼ第２図に示す関係となり、コン
デンサ８の充電が進むに連れて出力電流の継続時
間Toが徐々に短くなる。

上記第２図に示すように、電圧Vdが予定レベ
ル以上である間はトランジスタ１１が順方向にバ
イアスされON状態を保つ、つまり、負荷電流が
零に近づき電圧Vdが充分に減少するまでの間は
発振トランジスタ２が確実にOFFする。

この間に、抵抗３及びコンデンサ４からなる時
定数回路が発振トランジスタ２に順方向バイアス
電圧を与える状態となるから、出力電流が零又は
零に近い時に電圧Vdが予定レベル以下となつて
トランジスタ１１のコレクタ・エミツタ間インピ
ーダンスが増加し、発振動作が継続される。

このように、負荷電流が零または零に近づくま
では発振トランジスタ２がOFFとなつているの
で、昇圧トランス１の磁性鉄心のマグネテイツク
リセツトが確実に行なわれ、発振動作の高速化
（高周波発振）の構成が可能になる。

また、磁気飽和を防止する上記トランジスタ１
１はベース接地として高周波特性を高くしてある
ので、この種のDC−DCコンバータの高速化に適
し、その上、出力インピーダンスが大きいので電
池電源６の電圧変動による影響が極めて少ない。

高速化は時定数回路の抵抗３の抵抗値とコンデ
ンサ４の容量値の積を小さくして構成する。

すなわち、コンデンサ８の充電が進み出力電流
の継続時間Toが適当に短くなつたときこの継続
時間に対応するように上記積の値を定める。

この種のDC−DCコンバータでは時定数回路
３，４の回路因子の積を小さく設定し高速化を計
ることが最も有効である。以下にその説明を行な
う。

発振周波数をｆ，その周期１／ｆの1/2を発振
トランジスタ２のON周期、他の1/2をそのOFF
周期、Icmをそのコレクタ電流のピーク値、昇圧
トランス１の一次コイルＰのインダクタンスLp
とすると、出力電力Ｗが、 Ｗ＝η・（1/2）・Lp・I²cm・ｆ となる。ただし、ηは伝達効率で、η＜１であ
る。また、電池電源６の電圧Ｅと上記インダクタ
ンスLpとの間には、 Ｅ＝２・Lp・（Icm／ｆ） なる関係がある。

昇圧トランス１を小形にして大きな電力を扱う
場合には、インダクタンスLpを大きくすること
が望めないから、発振トランジスタ２のコレクタ
電流Icmを大きく設計することになる。しかし、
コレクタ電流Icmは発振トランジスタ２の容量に
よつて制限されるので、発振周波数ｆを高くする
こととなる。

また、時定数回路３，４の回路因子の積を大き
く設定することは、ブロツキング発振回路の動作
原理から考えて無効な時間が生じ著しく電力交換
効率を劣化させる原因となる。

したがつて、時定数回路３，４の回路因子の積
はコンデンサ８の充電過程の中間期における発振
周波数によつて定めた比較的に小さな値とするこ
とが好ましい。

一方、第１図において、コンデンサ８が所定の
電圧まで充電されたとき、定電圧素子１４の導通
によつてトランジスタ１５がONし、発振トラン
ジスタ２がOFFに維持される。

すなわち、コンデンサ８が予め定めた充電々圧
まで充電されたときDC−DCコンバータの発振が
停止し、このコンデンサ８の充電々圧が多少なり
とも低くなれば、定電圧素子１４の非導通の移行
によつてDC−DCコンバータが発振始動するか
ら、定電圧素子１４とトランジスタ１５がコンデ
ンサ８の充電々圧をほぼ一定に制御する出力電圧
コントロール回路として働く。

「考案の効果」 上記した通り、本考案では負荷電流が零または
零に近い状態となるまで発振トランジスタを
OFFさせるトランジスタ回路を設けたので、昇
圧トランスの磁性鉄心が確実にマグネテイツクリ
セツトし、これより、入力電力に無駄の少ない電
力変換効率の高い発振回路のDC−DCコンバータ
となる。

また、マグネテイツクリセツトが確実に行なわ
れるから、発振周波数を高く設定しても電力変換
効率が低下することなく、早い頻度で充放電を繰
返すコンデンサ負荷の電源回路として有効なDC
−DCコンバータとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例を示すDC−DCコン
バータの回路図、第２図は発振トランジスタのコ
レクタ電流と、出力電流の検出用抵抗が発生した
電圧との関係を示す波形図、第３図及び第４図は
従来例として示したDC−DCコンバータの回路
図、第５図は昇圧トランスが備える磁性鉄心の磁
化状態を示すＢ−Ｈ曲線図である。 １……昇圧トランス、２……発振トランジス
タ、３，４……時定数回路を構成する抵抗とコン
デンサ、１０……出力電流検出用の抵抗、１１…
…磁気飽和防止用のトランジスタ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 電池電源より供給される昇圧トランスの入力コ
   イル電源を発振トランジスタによつて断続し、コ
   イルのフライバツク電圧によつて昇圧された当該
   昇圧トランスの出力コイル電圧により整流用ダイ
   オードを介してコンデンサを充電する構成のDC
   −DCコンバータにおいて、出力コイルの出力電
   流路に抵抗部材を設けると共に、ベース・エミツ
   タ間に上記抵抗部材を接続し、コレクタを上記発
   振トランジスタのベースに接続したベース接地の
   スイツチングトランジスタを設け、予定レベルを
   超える電圧が発振動作毎に上記抵抗部材に発生し
   ている間スイツチングトランジスタがONして発
   振トランジスタをOFFさせ、上記抵抗部材に発
   生する電圧が発振動作毎に零または零に近い予定
   レベルに減少したとき、スイツチングトランジス
   タがOFFして発振トランジスタをONさせる構成
   としてなるDC−DCコンバータ。