JPH04361448A - 搬送波信号再生回路 - Google Patents
搬送波信号再生回路Info
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- JPH04361448A JPH04361448A JP3163670A JP16367091A JPH04361448A JP H04361448 A JPH04361448 A JP H04361448A JP 3163670 A JP3163670 A JP 3163670A JP 16367091 A JP16367091 A JP 16367091A JP H04361448 A JPH04361448 A JP H04361448A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- carrier
- band
- phase control
- circuit
- Prior art date
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims abstract 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims 2
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、多値ディジタル変調信
号を直交位相検波して復調する復調器に備える搬送波信
号再生回路に関する。
号を直交位相検波して復調する復調器に備える搬送波信
号再生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、多値ディジタル無線通信
装置の受信側復調器では、多値ディジタル変調信号から
復調ベースバンド信号を取得するために、その入力され
る多値ディジタル変調信号から送信側変調器の搬送波信
号と同期した信号を再生する搬送波信号再生回路を復調
器の一部回路として備えるが、この種の搬送波信号再生
回路としては、従来、例えば図３に示すものが知られて
いる。
装置の受信側復調器では、多値ディジタル変調信号から
復調ベースバンド信号を取得するために、その入力され
る多値ディジタル変調信号から送信側変調器の搬送波信
号と同期した信号を再生する搬送波信号再生回路を復調
器の一部回路として備えるが、この種の搬送波信号再生
回路としては、従来、例えば図３に示すものが知られて
いる。
【０００３】図３において、入力される多値ディジタル
変調信号１０１は分岐回路５１にて２分岐される。一方
の分岐信号１０２は、乗算器５２において、電圧制御発
振器６６が再生出力する搬送波信号１２２を移相器６７
にて９０°移相した直交再生搬送波信号１２３と掛け算
され、復調ベースバンド信号１０４となる。また、他方
の分岐信号１０３は、乗算器５３において、電圧制御発
振器６６から直接供給される再生搬送波信号１２２と掛
け算され、復調ベースバンド信号１０５となる。即ち、
直交位相検波したのである。
変調信号１０１は分岐回路５１にて２分岐される。一方
の分岐信号１０２は、乗算器５２において、電圧制御発
振器６６が再生出力する搬送波信号１２２を移相器６７
にて９０°移相した直交再生搬送波信号１２３と掛け算
され、復調ベースバンド信号１０４となる。また、他方
の分岐信号１０３は、乗算器５３において、電圧制御発
振器６６から直接供給される再生搬送波信号１２２と掛
け算され、復調ベースバンド信号１０５となる。即ち、
直交位相検波したのである。
【０００４】復調ベースバンド信号１０４（１０５）は
、それぞれ、ローパスフィルタ５４（５５）にて高調波
除去のための帯域制限を受けて信号１０６（１０７）と
なり、更に直流増幅器５６（５７）にてＡ／Ｄ変換に必
要な所定レベルまで増幅されて信号１０８（１０９）と
なってＡ／Ｄ変換器５８（５９）に入力し、帯域制限前
ディジタル信号たるディジタル信号列１１０（１１１）
に変換される。次いで、ディジタル信号列１１０（１１
１）は、それぞれ、ディジタルフィルタ６０（６１）に
入力し、符号間干渉低減のための帯域制限、即ち、ナイ
キストの対称性を満たす帯域制限を受け、帯域制限後デ
ィジタル信号たる主データ信号列１１２（１１３）とな
る。
、それぞれ、ローパスフィルタ５４（５５）にて高調波
除去のための帯域制限を受けて信号１０６（１０７）と
なり、更に直流増幅器５６（５７）にてＡ／Ｄ変換に必
要な所定レベルまで増幅されて信号１０８（１０９）と
なってＡ／Ｄ変換器５８（５９）に入力し、帯域制限前
ディジタル信号たるディジタル信号列１１０（１１１）
に変換される。次いで、ディジタル信号列１１０（１１
１）は、それぞれ、ディジタルフィルタ６０（６１）に
入力し、符号間干渉低減のための帯域制限、即ち、ナイ
キストの対称性を満たす帯域制限を受け、帯域制限後デ
ィジタル信号たる主データ信号列１１２（１１３）とな
る。
【０００５】そして、主データ信号列１１２（１１３）
は、図外の復調器本体側へ出力されるが、主データ信号
列１１２の一部（象限信号）１１４と主データ信号列１
１３の一部（誤差信号）１１７が排他的論理和回路６２
に入力し、また主データ信号列１１３の一部（象限信号
）１１５と主データ信号列１１２の一部（誤差信号）１
１６が排他的論理和回路６３に入力し、それぞれ排他的
論理和操作されて信号１１８（１１９）となり、これら
は加算回路６４にて加算され、受信側搬送波信号の位相
誤差を示す搬送波位相制御信号１２０となる。この搬送
波位相制御信号１２０は、ループフィルタ６５にて搬送
波位相制御に不要な高調波成分が除去されて信号１２１
となり、電圧制御発振器６６に制御信号として与えられ
る。これにより、電圧制御発振器６６は、直交位相検波
に必要な搬送波信号１２２を再生出力する。
は、図外の復調器本体側へ出力されるが、主データ信号
列１１２の一部（象限信号）１１４と主データ信号列１
１３の一部（誤差信号）１１７が排他的論理和回路６２
に入力し、また主データ信号列１１３の一部（象限信号
）１１５と主データ信号列１１２の一部（誤差信号）１
１６が排他的論理和回路６３に入力し、それぞれ排他的
論理和操作されて信号１１８（１１９）となり、これら
は加算回路６４にて加算され、受信側搬送波信号の位相
誤差を示す搬送波位相制御信号１２０となる。この搬送
波位相制御信号１２０は、ループフィルタ６５にて搬送
波位相制御に不要な高調波成分が除去されて信号１２１
となり、電圧制御発振器６６に制御信号として与えられ
る。これにより、電圧制御発振器６６は、直交位相検波
に必要な搬送波信号１２２を再生出力する。
【０００６】なお、以上説明したように、搬送波信号再
生回路は、所謂ＰＬＬを構成し、復調ベースバンド信号
に基づき搬送波信号を位相制御するが、その制御過程は
、例えば特開昭５７−１３１１５１号公報等に記載され
ている通り、広く一般に知られていることである。
生回路は、所謂ＰＬＬを構成し、復調ベースバンド信号
に基づき搬送波信号を位相制御するが、その制御過程は
、例えば特開昭５７−１３１１５１号公報等に記載され
ている通り、広く一般に知られていることである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の搬送波
信号再生回路では、一巡ループ中に多数タップを有する
ディジタルフィルタを含むので、ループ内遅延時間が搬
送波信号の周期に比べ著しく長くなる。従って、入力す
る多値ディジタル変調信号の周波数が再生搬送波信号の
それと異なる時、位相誤差信号が電圧制御発振器に到達
するまでに著しく時間がかかる。その結果、同期可能周
波数差範囲（所謂キャプチャーレンジ）が極端に狭くな
る、また、キャプチャーレンジ内においても、同期化す
るまでの時間（所謂プルインタイム）が長くなる、等の
問題がある。
信号再生回路では、一巡ループ中に多数タップを有する
ディジタルフィルタを含むので、ループ内遅延時間が搬
送波信号の周期に比べ著しく長くなる。従って、入力す
る多値ディジタル変調信号の周波数が再生搬送波信号の
それと異なる時、位相誤差信号が電圧制御発振器に到達
するまでに著しく時間がかかる。その結果、同期可能周
波数差範囲（所謂キャプチャーレンジ）が極端に狭くな
る、また、キャプチャーレンジ内においても、同期化す
るまでの時間（所謂プルインタイム）が長くなる、等の
問題がある。
【０００８】本発明の目的は、同期化過程及び定常状態
双方の特性改善を行うことによって、常に最適な搬送波
信号再生特性を得ることができる搬送波信号再生回路を
提供することにある。
双方の特性改善を行うことによって、常に最適な搬送波
信号再生特性を得ることができる搬送波信号再生回路を
提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の搬送波信号再生回路は次の如き構成を有す
る。即ち、本発明の搬送波信号再生回路は、ろ波処理さ
れた搬送波位相制御信号に応じて搬送波信号を再生出力
する電圧制御発振器と； 入力される多値ディジタル
変調信号を２分岐し、それぞれを互いに９０°の位相差
を有する前記再生搬送波信号で直交位相検波する回路と
； 前記直交位相検波回路の検波出力をそれぞれ帯域
制限前ディジタル信号へ変換する２個のＡ／Ｄ変換器と
； 前記２個のＡ／Ｄ変換器の出力をそれぞれ受けて
帯域制限処理をし帯域制限後ディジタル信号をそれぞれ
出力する２個のディジタルフィルタと； を備える搬
送波信号再生回路において； 前記帯域制限前ディジ
タル信号と前記帯域制限後ディジタル信号それぞれの象
限信号及び誤差信号を受けて、その何れか一方の象限信
号及び誤差信号に論理操作を施しろ波処理前の搬送波位
相制御信号を発生する回路であって、外部から入力され
る搬送波非同期警報信号（入力される多値ディジタル変
調信号に再生した搬送波信号が同期しているか否かを示
す信号）が、非同期を示す時は前記帯域制限前ディジタ
ル信号の象限信号及び誤差信号を選択し、同期を示す時
は前記帯域制限後ディジタル信号の象限信号及び誤差信
号を選択する搬送波位相制御信号発生回路と； 前記
搬送波位相制御信号発生回路の出力にろ波処理を施し前
記ろ波処理された搬送波位相制御信号を出力するループ
フィルタであって、前記搬送波非同期警報信号が、非同
期を示す時は帯域を広くする動作をし、同期を示す時は
帯域を狭くする動作をするループフィルタと； を備
えたことを特徴とするものである。
に、本発明の搬送波信号再生回路は次の如き構成を有す
る。即ち、本発明の搬送波信号再生回路は、ろ波処理さ
れた搬送波位相制御信号に応じて搬送波信号を再生出力
する電圧制御発振器と； 入力される多値ディジタル
変調信号を２分岐し、それぞれを互いに９０°の位相差
を有する前記再生搬送波信号で直交位相検波する回路と
； 前記直交位相検波回路の検波出力をそれぞれ帯域
制限前ディジタル信号へ変換する２個のＡ／Ｄ変換器と
； 前記２個のＡ／Ｄ変換器の出力をそれぞれ受けて
帯域制限処理をし帯域制限後ディジタル信号をそれぞれ
出力する２個のディジタルフィルタと； を備える搬
送波信号再生回路において； 前記帯域制限前ディジ
タル信号と前記帯域制限後ディジタル信号それぞれの象
限信号及び誤差信号を受けて、その何れか一方の象限信
号及び誤差信号に論理操作を施しろ波処理前の搬送波位
相制御信号を発生する回路であって、外部から入力され
る搬送波非同期警報信号（入力される多値ディジタル変
調信号に再生した搬送波信号が同期しているか否かを示
す信号）が、非同期を示す時は前記帯域制限前ディジタ
ル信号の象限信号及び誤差信号を選択し、同期を示す時
は前記帯域制限後ディジタル信号の象限信号及び誤差信
号を選択する搬送波位相制御信号発生回路と； 前記
搬送波位相制御信号発生回路の出力にろ波処理を施し前
記ろ波処理された搬送波位相制御信号を出力するループ
フィルタであって、前記搬送波非同期警報信号が、非同
期を示す時は帯域を広くする動作をし、同期を示す時は
帯域を狭くする動作をするループフィルタと； を備
えたことを特徴とするものである。
【００１０】
【作用】次に前記の如く構成される本発明の搬送波信号
再生回路の作用を説明する。本発明では、入力される多
値ディジタル変調信号に再生搬送波信号が同期している
か否かによって、搬送波位相制御信号を発生するに必要
な象限信号及び誤差信号を切り替え、また、ループフィ
ルタの帯域を変更する。即ち、搬送波非同期警報信号が
、非同期を示す時はディジタルフィルタ入力前（帯域制
限前）ディジタル信号の象限信号及び誤差信号を選択し
てループ内遅延時間を短縮し、且つ、ループフィルタの
帯域を広くしてキャプチャーレンジの拡大及びプルイン
タイムの短縮を図って同期化過程の特性を改善する。 一方、同期を示す時はディジタルフィルタ出力後（帯域
制限後）ディジタル信号の象限信号及び誤差信号を選択
して、より確度の高い搬送波位相制御信号を生成し、且
つ、ループフィルタの帯域を狭くして位相ジッタを抑圧
し、定常状態の特性を改善する。その結果、常に最適な
搬送波信号再生特性が得られる。
再生回路の作用を説明する。本発明では、入力される多
値ディジタル変調信号に再生搬送波信号が同期している
か否かによって、搬送波位相制御信号を発生するに必要
な象限信号及び誤差信号を切り替え、また、ループフィ
ルタの帯域を変更する。即ち、搬送波非同期警報信号が
、非同期を示す時はディジタルフィルタ入力前（帯域制
限前）ディジタル信号の象限信号及び誤差信号を選択し
てループ内遅延時間を短縮し、且つ、ループフィルタの
帯域を広くしてキャプチャーレンジの拡大及びプルイン
タイムの短縮を図って同期化過程の特性を改善する。 一方、同期を示す時はディジタルフィルタ出力後（帯域
制限後）ディジタル信号の象限信号及び誤差信号を選択
して、より確度の高い搬送波位相制御信号を生成し、且
つ、ループフィルタの帯域を狭くして位相ジッタを抑圧
し、定常状態の特性を改善する。その結果、常に最適な
搬送波信号再生特性が得られる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は、本発明の一実施例に係る搬送波信号再生
回路を示す。図１では、図３の従来例と同一構成部分に
は同一符号を付してある。以下、本発明に係る部分を中
心に説明する。
する。図１は、本発明の一実施例に係る搬送波信号再生
回路を示す。図１では、図３の従来例と同一構成部分に
は同一符号を付してある。以下、本発明に係る部分を中
心に説明する。
【００１２】本発明では、従来の排他的論理和回路６２
、同６３及び加算回路６４に代えて、搬送波位相制御信
号発生回路６８を設け、これにディジタルフィルタ６０
と同６１からの象限信号（１１４、１１５）及び誤差信
号（１１６、１１７）の他、Ａ／Ｄ変換器５８と同５９
出力の一部である象限信号（１１８、１１９）及び誤差
信号（１２０、１２１）を入力させてある。また、図外
の復調器本体側から搬送波非同期警報信号１２５を得、
これを搬送波位相制御信号発生回路６８とループフィル
タ６９とに制御信号として入力させてある。この搬送波
非同期警報信号１２５は、入力される多値ディジタル信
号１０１に再生搬送波信号１２２が同期しているか否か
を示す信号である。
、同６３及び加算回路６４に代えて、搬送波位相制御信
号発生回路６８を設け、これにディジタルフィルタ６０
と同６１からの象限信号（１１４、１１５）及び誤差信
号（１１６、１１７）の他、Ａ／Ｄ変換器５８と同５９
出力の一部である象限信号（１１８、１１９）及び誤差
信号（１２０、１２１）を入力させてある。また、図外
の復調器本体側から搬送波非同期警報信号１２５を得、
これを搬送波位相制御信号発生回路６８とループフィル
タ６９とに制御信号として入力させてある。この搬送波
非同期警報信号１２５は、入力される多値ディジタル信
号１０１に再生搬送波信号１２２が同期しているか否か
を示す信号である。
【００１３】搬送波位相制御信号発生回路６８は、具体
的には、図２に示すように、切替回路７１、排他的論理
和回路７２、同７３及び加算回路７４で構成される。切
替回路７１には、Ａ／Ｄ変換器からの象限信号（１１８
、１１９）及び誤差信号（１２０、１２１）とディジタ
ルフィルタからの象限信号（１１４、１１５）及び誤差
信号（１１６、１１７）とが入力され、また、切替制御
信号として搬送波非同期警報信号１２５が入力される。 即ち、搬送波位相制御信号発生回路６８は、従来の排他
的論理和回路６２、同６３の入力側に切替回路７１を設
けたものである。
的には、図２に示すように、切替回路７１、排他的論理
和回路７２、同７３及び加算回路７４で構成される。切
替回路７１には、Ａ／Ｄ変換器からの象限信号（１１８
、１１９）及び誤差信号（１２０、１２１）とディジタ
ルフィルタからの象限信号（１１４、１１５）及び誤差
信号（１１６、１１７）とが入力され、また、切替制御
信号として搬送波非同期警報信号１２５が入力される。 即ち、搬送波位相制御信号発生回路６８は、従来の排他
的論理和回路６２、同６３の入力側に切替回路７１を設
けたものである。
【００１４】搬送波非同期警報信号１２５が「非同期」
を示す時は、切替回路７１は、ディジタルフィルタ入力
前（帯域制限前）ディジタル信号の象限信号及び誤差信
号、即ち、Ａ／Ｄ変換器からの象限信号（１１８、１１
９）及び誤差信号（１２０、１２１）を選択する。これ
により、ループ内遅延時間を短縮し、早期に搬送波位相
制御信号１２０が生成され、ループフィルタ６９に与え
られる。この時、ループフィルタ６９は、帯域を広くす
るよう動作する。従って、キャプチャーレンジの拡大及
びプルインタイムの短縮が図られ、同期化過程の特性が
改善される。
を示す時は、切替回路７１は、ディジタルフィルタ入力
前（帯域制限前）ディジタル信号の象限信号及び誤差信
号、即ち、Ａ／Ｄ変換器からの象限信号（１１８、１１
９）及び誤差信号（１２０、１２１）を選択する。これ
により、ループ内遅延時間を短縮し、早期に搬送波位相
制御信号１２０が生成され、ループフィルタ６９に与え
られる。この時、ループフィルタ６９は、帯域を広くす
るよう動作する。従って、キャプチャーレンジの拡大及
びプルインタイムの短縮が図られ、同期化過程の特性が
改善される。
【００１５】一方、搬送波非同期警報信号１２５が「同
期」を示す時は、切替回路７１は、ディジタルフィルタ
出力後（帯域制限後）ディジタル信号の象限信号及び誤
差信号、即ち、ディジタルフィルタからの象限信号（１
１４、１１５）及び誤差信号（１１６、１１７）を選択
する。これにより、より確度の高い搬送波位相制御信号
１２０が生成され、ループフィルタ６９に与えられる。 この時、ループフィルタ６９は、帯域を狭くするよう動
作する。従って、位相ジッタが抑圧され、定常態の特性
が改善される。
期」を示す時は、切替回路７１は、ディジタルフィルタ
出力後（帯域制限後）ディジタル信号の象限信号及び誤
差信号、即ち、ディジタルフィルタからの象限信号（１
１４、１１５）及び誤差信号（１１６、１１７）を選択
する。これにより、より確度の高い搬送波位相制御信号
１２０が生成され、ループフィルタ６９に与えられる。 この時、ループフィルタ６９は、帯域を狭くするよう動
作する。従って、位相ジッタが抑圧され、定常態の特性
が改善される。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の搬送波信
号再生回路によれば、入力される多値ディジタル変調信
号に再生搬送波信号が同期しているか否かによって、搬
送波位相制御信号を発生するに必要な象限信号及び誤差
信号を切り替え、また、ループフィルタの帯域を変更す
るようにしたので、同期化過程の特性改善と定常状態の
特性改善とを行うことができ、常に最適な搬送波信号再
生特性を得ることができる効果がある。
号再生回路によれば、入力される多値ディジタル変調信
号に再生搬送波信号が同期しているか否かによって、搬
送波位相制御信号を発生するに必要な象限信号及び誤差
信号を切り替え、また、ループフィルタの帯域を変更す
るようにしたので、同期化過程の特性改善と定常状態の
特性改善とを行うことができ、常に最適な搬送波信号再
生特性を得ることができる効果がある。
【図１】本発明の一実施例に係る搬送波信号再生回路の
構成ブロック図である。
構成ブロック図である。
【図２】搬送波位相制御信号発生回路の構成ブロック図
である。
である。
【図３】従来の搬送波信号再生回路の構成ブロック図で
ある。
ある。
５１ 分岐回路
５２ 乗算器
５３ 乗算器
５４ ローパスフィルタ
５５ ローパスフィルタ
５６ 直流増幅器
５７ 直流増幅器
５８ Ａ／Ｄ変換器
５９ Ａ／Ｄ変換器
６０ ディジタルフィルタ
６１ ディジタルフィルタ
６６ 電圧制御発振器
６７ 移相器
６８ 搬送波位相制御信号発生回路
７１ 切替回路
７２ 排他的論理和回路
７３ 排他的論理和回路
７４ 加算回路
Claims (1)
- 【請求項１】 ろ波処理された搬送波位相制御信号に
応じて搬送波信号を再生出力する電圧制御発振器と；
入力される多値ディジタル変調信号を２分岐し、それ
ぞれを互いに９０°の位相差を有する前記再生搬送波信
号で直交位相検波する回路と； 前記直交位相検波回
路の検波出力をそれぞれ帯域制限前ディジタル信号へ変
換する２個のＡ／Ｄ変換器と； 前記２個のＡ／Ｄ変
換器の出力をそれぞれ受けて帯域制限処理をし帯域制限
後ディジタル信号をそれぞれ出力する２個のディジタル
フィルタと； を備える搬送波信号再生回路において
； 前記帯域制限前ディジタル信号と前記帯域制限後
ディジタル信号それぞれの象限信号及び誤差信号を受け
て、その何れか一方の象限信号及び誤差信号に論理操作
を施しろ波処理前の搬送波位相制御信号を発生する回路
であって、外部から入力される搬送波非同期警報信号（
入力される多値ディジタル変調信号に再生した搬送波信
号が同期しているか否かを示す信号）が、非同期を示す
時は前記帯域制限前ディジタル信号の象限信号及び誤差
信号を選択し、同期を示す時は前記帯域制限後ディジタ
ル信号の象限信号及び誤差信号を選択する搬送波位相制
御信号発生回路と； 前記搬送波位相制御信号発生回
路の出力にろ波処理を施し前記ろ波処理された搬送波位
相制御信号を出力するループフィルタであって、前記搬
送波非同期警報信号が、非同期を示す時は帯域を広くす
る動作をし、同期を示す時は帯域を狭くする動作をする
ループフィルタと； を備えたことを特徴とする搬送
波信号再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3163670A JP2927052B2 (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 搬送波信号再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3163670A JP2927052B2 (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 搬送波信号再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04361448A true JPH04361448A (ja) | 1992-12-15 |
| JP2927052B2 JP2927052B2 (ja) | 1999-07-28 |
Family
ID=15778365
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3163670A Expired - Lifetime JP2927052B2 (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 搬送波信号再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2927052B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0828366A3 (en) * | 1996-08-09 | 2000-12-20 | Nec Corporation | Carrier recovery in a QAM receiver |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6346815A (ja) * | 1986-08-14 | 1988-02-27 | Toshiba Corp | 位相同期回路 |
| JPH0246045A (ja) * | 1988-08-08 | 1990-02-15 | Toshiba Corp | 位相同期回路 |
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| JPH0316318A (ja) * | 1989-03-14 | 1991-01-24 | Fujitsu Ltd | 位相同期ループ |
-
1991
- 1991-06-07 JP JP3163670A patent/JP2927052B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| EP0828366A3 (en) * | 1996-08-09 | 2000-12-20 | Nec Corporation | Carrier recovery in a QAM receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2927052B2 (ja) | 1999-07-28 |
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