JPH04364363A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
- Publication number
- JPH04364363A JPH04364363A JP3163757A JP16375791A JPH04364363A JP H04364363 A JPH04364363 A JP H04364363A JP 3163757 A JP3163757 A JP 3163757A JP 16375791 A JP16375791 A JP 16375791A JP H04364363 A JPH04364363 A JP H04364363A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- switching
- voltage
- circuit
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC
- G05F1/32—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices
- G05F1/34—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices combined with discharge tubes or semiconductor devices
- G05F1/38—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices combined with discharge tubes or semiconductor devices semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源回路に関し、特に
入力直流電圧の範囲が広く、安価なスイッチング電源回
路に関する。
入力直流電圧の範囲が広く、安価なスイッチング電源回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、従来のスイッチング周波数固定
、直列共振周波数制御方式の電源システムにおけるスタ
ンバイ電源内蔵ＤＣオペレート用スイッチング電源回路
（Ｆ−Ｚ電源）を示し、バッテリ等の１０．５〜２４Ｖ
の入力直流電圧Ｅｉが第１、第３のハーフブリッジ共振
コンバータの各スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３の
コレクタに印加される。第１のハーフブリッジ共振コン
バータは、このトランジスタＱ１と、コンデンサＣＢ１
とコンバータドライブトランスＣＤＴの一次側巻線の一
部等により構成され、第２のハーフブリッジ共振コンバ
ータは、トランジスタＱ２と、コンデンサＣＢ２とコン
バータドライブトランスＣＤＴの一次側巻線の一部等に
より構成 されている。
、直列共振周波数制御方式の電源システムにおけるスタ
ンバイ電源内蔵ＤＣオペレート用スイッチング電源回路
（Ｆ−Ｚ電源）を示し、バッテリ等の１０．５〜２４Ｖ
の入力直流電圧Ｅｉが第１、第３のハーフブリッジ共振
コンバータの各スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３の
コレクタに印加される。第１のハーフブリッジ共振コン
バータは、このトランジスタＱ１と、コンデンサＣＢ１
とコンバータドライブトランスＣＤＴの一次側巻線の一
部等により構成され、第２のハーフブリッジ共振コンバ
ータは、トランジスタＱ２と、コンデンサＣＢ２とコン
バータドライブトランスＣＤＴの一次側巻線の一部等に
より構成 されている。
【０００３】また、第３のハーフブリッジ共振コンバー
タは、トランジスタＱ３と、コンデンサＣＢ３とトラン
スＣＤＴの二次側巻線の一部等により構成され、第４の
ハーフブリッジ共振コンバータは、トランジスタＱ４と
、コンデンサＣＢ４とトランスＣＤＴの二次側巻線の一
部等により構成されている。
タは、トランジスタＱ３と、コンデンサＣＢ３とトラン
スＣＤＴの二次側巻線の一部等により構成され、第４の
ハーフブリッジ共振コンバータは、トランジスタＱ４と
、コンデンサＣＢ４とトランスＣＤＴの二次側巻線の一
部等により構成されている。
【０００４】この場合、スイッチングトランジスタＱ１
〜Ｑ４には、ＤＣ入力電圧が低い程大電流のコレクタ電
流が流れるので、高電流増幅率のものが選択されている
。また、スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のドライ
ブ電流を軽減するために、後述するように起動電流が起
動抵抗ＲＳ１〜ＲＳ４を介して供給され、したがって、
この場合にコレクタに流入する直流電流はＩｃ＝ｈＦＥ
・ＩＢ（ｈＦＥ＝２００〜３００）となる。
〜Ｑ４には、ＤＣ入力電圧が低い程大電流のコレクタ電
流が流れるので、高電流増幅率のものが選択されている
。また、スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４のドライ
ブ電流を軽減するために、後述するように起動電流が起
動抵抗ＲＳ１〜ＲＳ４を介して供給され、したがって、
この場合にコレクタに流入する直流電流はＩｃ＝ｈＦＥ
・ＩＢ（ｈＦＥ＝２００〜３００）となる。
【０００５】トランジスタＱ１のエミッタとトランジス
タＱ２のコレクタは、コンデンサＣ１ を介して直交型
パワーレギュレーショントランスＰＲＴの二次側巻線Ｎ
１’の一端に接続され、トランジスタＱ２のエミッタと
トランジスタＱ４のコレクタは、２回路１接点電磁リレ
ーＲＹのリレー接点ｒｙ１ を介してトランスＰＲＴの
二次巻線Ｎ１’の他端に接続されている。トランスＰＲ
Ｔの二次側巻線Ｎ３からは、ダイオードＤ１、Ｄ３を介
して１５Ｖの直流電圧が取り出され、また、ダイオード
Ｄ２、Ｄ４を介して７．５Ｖの直流電圧が取り出される
。トランスＰＲＴの二次側巻線Ｎ２からは、ブリッジ形
整流器Ｄを介して１１５Ｖの直流電圧Ｅ０が取り出され
、この直流電圧Ｅ０はまたトランスＰＲＴの制御巻線Ｎ
Ｃに印加される。
タＱ２のコレクタは、コンデンサＣ１ を介して直交型
パワーレギュレーショントランスＰＲＴの二次側巻線Ｎ
１’の一端に接続され、トランジスタＱ２のエミッタと
トランジスタＱ４のコレクタは、２回路１接点電磁リレ
ーＲＹのリレー接点ｒｙ１ を介してトランスＰＲＴの
二次巻線Ｎ１’の他端に接続されている。トランスＰＲ
Ｔの二次側巻線Ｎ３からは、ダイオードＤ１、Ｄ３を介
して１５Ｖの直流電圧が取り出され、また、ダイオード
Ｄ２、Ｄ４を介して７．５Ｖの直流電圧が取り出される
。トランスＰＲＴの二次側巻線Ｎ２からは、ブリッジ形
整流器Ｄを介して１１５Ｖの直流電圧Ｅ０が取り出され
、この直流電圧Ｅ０はまたトランスＰＲＴの制御巻線Ｎ
Ｃに印加される。
【０００６】上記第１、第３のハーフブリッジ共振コン
バータのスイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３の各ベー
スには、ドライブ電力を軽減するために、１２Ｖの直流
電圧ＤＣが２回路１接点電磁リレーＲＹのリレー接点ｒ
ｙ２、起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ３を介して印加され、また
、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３の各エミッタが
それぞれ起動抵抗ＲＳ２、ＲＳ４を介して第２、第４の
トランジスタＱ２、Ｑ４のベースに接続されている。こ
こで、５Ｖ／５０ｍＡの電流が図示省略のリモートコン
トロール（リモコン）受信回路に供給され、トランジス
タＱ５は、このリモコン受信回 路からのメイン電源の
オン信号によりオンになって電磁リレーＲＹが駆動され
、１２Ｖの直流電圧Ｅｉがリレー接点ｒｙ２、起動抵抗
ＲＳ１、ＲＳ３を介してスイッチングトランジスタＱ１
、Ｑ３の各ベースに供給される。
バータのスイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３の各ベー
スには、ドライブ電力を軽減するために、１２Ｖの直流
電圧ＤＣが２回路１接点電磁リレーＲＹのリレー接点ｒ
ｙ２、起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ３を介して印加され、また
、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３の各エミッタが
それぞれ起動抵抗ＲＳ２、ＲＳ４を介して第２、第４の
トランジスタＱ２、Ｑ４のベースに接続されている。こ
こで、５Ｖ／５０ｍＡの電流が図示省略のリモートコン
トロール（リモコン）受信回路に供給され、トランジス
タＱ５は、このリモコン受信回 路からのメイン電源の
オン信号によりオンになって電磁リレーＲＹが駆動され
、１２Ｖの直流電圧Ｅｉがリレー接点ｒｙ２、起動抵抗
ＲＳ１、ＲＳ３を介してスイッチングトランジスタＱ１
、Ｑ３の各ベースに供給される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源回路では、スイッチング周波数固定形の電流共
振コンバータにより構成されているので、直流電圧Ｅ０
の定電圧が保証される範囲は１０．５〜２４Ｖの直流電
圧Ｅｉの範囲である。したがって、直流電圧Ｅｉとして
バスや船舶等の２４Ｖ定格のバッテリを用いた場合、こ
のバッテリの変動範囲が２４Ｖの上下に８Ｖの変動があ
るので、図３の破線で示すように、入力直流電圧が２４
〜３２Ｖの範囲では直流電圧Ｅ０の定電圧を保証するこ
とができないという問題点がある。
来の電源回路では、スイッチング周波数固定形の電流共
振コンバータにより構成されているので、直流電圧Ｅ０
の定電圧が保証される範囲は１０．５〜２４Ｖの直流電
圧Ｅｉの範囲である。したがって、直流電圧Ｅｉとして
バスや船舶等の２４Ｖ定格のバッテリを用いた場合、こ
のバッテリの変動範囲が２４Ｖの上下に８Ｖの変動があ
るので、図３の破線で示すように、入力直流電圧が２４
〜３２Ｖの範囲では直流電圧Ｅ０の定電圧を保証するこ
とができないという問題点がある。
【０００８】また、スタンバイ時において電磁リレーＲ
Ｙがオフの場合に、微小電流がトランジスタＱ１からＱ
２へトランジスタＱ３からＱ４に流れるので、スタンバ
イ時の電力損失を防止するためには、電磁リレーＲＹと
して２回路１接点の重く、かつ高価なものを選択しなけ
ればならないという問題点がある。また、直交型パワー
レギュレーショントランスＰＲＴの二次側巻線Ｎ１’に
流れる共振電流Ｉ’ は、メイン負荷電流が４５Ｗ時に
は、２０ＡＰ−Ｐの高周波電流であるので、接点電流容
量が大きな電磁リレーＲＹを必要とする。
Ｙがオフの場合に、微小電流がトランジスタＱ１からＱ
２へトランジスタＱ３からＱ４に流れるので、スタンバ
イ時の電力損失を防止するためには、電磁リレーＲＹと
して２回路１接点の重く、かつ高価なものを選択しなけ
ればならないという問題点がある。また、直交型パワー
レギュレーショントランスＰＲＴの二次側巻線Ｎ１’に
流れる共振電流Ｉ’ は、メイン負荷電流が４５Ｗ時に
は、２０ＡＰ−Ｐの高周波電流であるので、接点電流容
量が大きな電磁リレーＲＹを必要とする。
【０００９】本発明は上記従来の問題点に鑑み、入力直
流電圧の大幅な変化にかかわらず出力直流電圧の定電圧
性を保証することができ、また、回路構成が簡単で小形
軽量の安価な電磁リレーを用いることができる電源回路
を提供することを目的とする。
流電圧の大幅な変化にかかわらず出力直流電圧の定電圧
性を保証することができ、また、回路構成が簡単で小形
軽量の安価な電磁リレーを用いることができる電源回路
を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の電源回路は、入力直流電圧をスイッチング
するためのトランジスタ及び直交形フェライトトランス
と、入力直流電圧に応じて起動電流を前記トランジスタ
に供給するための抵抗と、電源がオフの場合に前記直交
形フェライトトランスの制御電流をオフにするとともに
前記起動電流を遮断し、電源がオンの場合に入力直流電
圧を増幅して前記直交形フェライトトランスの制御巻線
に印加するとともに、前記起動電流を通電するスイッチ
ング回路とを有することを特徴とする。
に、本発明の電源回路は、入力直流電圧をスイッチング
するためのトランジスタ及び直交形フェライトトランス
と、入力直流電圧に応じて起動電流を前記トランジスタ
に供給するための抵抗と、電源がオフの場合に前記直交
形フェライトトランスの制御電流をオフにするとともに
前記起動電流を遮断し、電源がオンの場合に入力直流電
圧を増幅して前記直交形フェライトトランスの制御巻線
に印加するとともに、前記起動電流を通電するスイッチ
ング回路とを有することを特徴とする。
【００１１】
【作用】本発明は上記構成により、入力直流電圧が上昇
した場合、直交形フェライトトランスの制御電流が増幅
されるので、出力直流電圧の定電圧性を保証することが
できる。また、スイッチング回路によりトランジスタの
起動電流がオン・オフするので、重量が重くかつ高価な
２回路１接点の電流パワーリレーを省略することができ
、安価で小形の電磁リレーを用いることができる。
した場合、直交形フェライトトランスの制御電流が増幅
されるので、出力直流電圧の定電圧性を保証することが
できる。また、スイッチング回路によりトランジスタの
起動電流がオン・オフするので、重量が重くかつ高価な
２回路１接点の電流パワーリレーを省略することができ
、安価で小形の電磁リレーを用いることができる。
【００１２】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図１は本発明に係る電源回路の一実施例を示す回
路図、図２は図１の電源回路と従来例の周波数特性の比
較例を示すグラフ、図３は図１の電源回路と従来例の定
電圧特性の比較例を示すグラフである。尚、図１では、
図３に示す構成部材と同一のものには同一の参照符号を
付している。
する。図１は本発明に係る電源回路の一実施例を示す回
路図、図２は図１の電源回路と従来例の周波数特性の比
較例を示すグラフ、図３は図１の電源回路と従来例の定
電圧特性の比較例を示すグラフである。尚、図１では、
図３に示す構成部材と同一のものには同一の参照符号を
付している。
【００１３】図１において、第１〜第４のハーフブリッ
ジ共振コンバータでは、バッテリ等の１０．５〜３２Ｖ
の入力直流電圧Ｅｉが第１、第３のハーフブリッジ共振
コンバータの各スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３の
コレクタに印加され、また、従来の電源回路におけるス
イッチング周波数が固定のコンバータドライブトランス
ＣＤＴの代わりに、スイッチング周波数が広範囲に制御
可能な直交形フェライトトランスＣＤＴ’が用いられて
いる。そして、この直交形フェライトトランスＣＤＴ’
の制御巻線Ｎｃ’には、図示破線で示すスイッチング増
幅回路１から制御電流Ｉｃ’が印加され、直交形フェラ
イトトランスＣＤＴ’ のスイッチング周波数が制御さ
れる。
ジ共振コンバータでは、バッテリ等の１０．５〜３２Ｖ
の入力直流電圧Ｅｉが第１、第３のハーフブリッジ共振
コンバータの各スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３の
コレクタに印加され、また、従来の電源回路におけるス
イッチング周波数が固定のコンバータドライブトランス
ＣＤＴの代わりに、スイッチング周波数が広範囲に制御
可能な直交形フェライトトランスＣＤＴ’が用いられて
いる。そして、この直交形フェライトトランスＣＤＴ’
の制御巻線Ｎｃ’には、図示破線で示すスイッチング増
幅回路１から制御電流Ｉｃ’が印加され、直交形フェラ
イトトランスＣＤＴ’ のスイッチング周波数が制御さ
れる。
【００１４】第１のハーフブリッジ共振コンバータは、
トランジスタＱ１と、コンデンサＣＢ１と直交形フェラ
イトトランスＣＤＴ’の一次側巻線の一部等により構成
され、第２のハーフブリッジ共振コンバータは、トラン
ジスタＱ２と、コンデンサＣＢ２とコンバータドライブ
トランスＣＤＴ’ の一次側巻線の一部等により構成さ
れ、第３のハーフブリッジ共振コンバータは、トランジ
スタＱ３と、コンデンサＣＢ３とトランスＣＤＴ’ の
二次側巻線の一部等により構成され、第４のハーフブリ
ッジ共振コンバータは、トランジスタＱ４と、コンデン
サＣＢ４とトランスＣＤＴ’ の二次側巻線の一部等に
より構成されている。
トランジスタＱ１と、コンデンサＣＢ１と直交形フェラ
イトトランスＣＤＴ’の一次側巻線の一部等により構成
され、第２のハーフブリッジ共振コンバータは、トラン
ジスタＱ２と、コンデンサＣＢ２とコンバータドライブ
トランスＣＤＴ’ の一次側巻線の一部等により構成さ
れ、第３のハーフブリッジ共振コンバータは、トランジ
スタＱ３と、コンデンサＣＢ３とトランスＣＤＴ’ の
二次側巻線の一部等により構成され、第４のハーフブリ
ッジ共振コンバータは、トランジスタＱ４と、コンデン
サＣＢ４とトランスＣＤＴ’ の二次側巻線の一部等に
より構成されている。
【００１５】トランジスタＱ１のエミッタとトランジス
タＱ２のコレクタは、コンデンサＣ１ を介して直交型
パワーレギュレーショントランスＰＲＴの二次側巻線Ｎ
１’の一端に接続され、トランジスタＱ２のエミッタと
トランジスタＱ４のコレクタは、１回路１接点の電磁リ
レーＲＹ’ のリレー接点ＳＷを介してトランスＰＲＴ
の二次側巻線Ｎ１’の他端に接続されている。トランス
ＰＲＴの二次側巻線Ｎ３からは、ダイオードＤ１、Ｄ３
を介して１５Ｖの直流電圧が取り出され、また、ダイオ
ードＤ２、Ｄ４を介して７．５Ｖの直流電圧が取り出さ
れる。トランスＰＲＴの二次側巻線Ｎ２からは、ブリッ
ジ形整流器Ｄを介して１１５Ｖの直流電圧Ｅ０が取り出
され、この直流電圧Ｅ０はまた、トランスＰＲＴの制御
巻線Ｎｃに印加される。
タＱ２のコレクタは、コンデンサＣ１ を介して直交型
パワーレギュレーショントランスＰＲＴの二次側巻線Ｎ
１’の一端に接続され、トランジスタＱ２のエミッタと
トランジスタＱ４のコレクタは、１回路１接点の電磁リ
レーＲＹ’ のリレー接点ＳＷを介してトランスＰＲＴ
の二次側巻線Ｎ１’の他端に接続されている。トランス
ＰＲＴの二次側巻線Ｎ３からは、ダイオードＤ１、Ｄ３
を介して１５Ｖの直流電圧が取り出され、また、ダイオ
ードＤ２、Ｄ４を介して７．５Ｖの直流電圧が取り出さ
れる。トランスＰＲＴの二次側巻線Ｎ２からは、ブリッ
ジ形整流器Ｄを介して１１５Ｖの直流電圧Ｅ０が取り出
され、この直流電圧Ｅ０はまた、トランスＰＲＴの制御
巻線Ｎｃに印加される。
【００１６】次に、スイッチング増幅回路１の詳細な構
成を説明する。先ず、バッテリの＋端子は分圧抵抗Ｒ１
、Ｒ２を介して接地され、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点
がＮＰＮ形トランジスタＱ８のベースに接続されている
。トランジスタＱ８のコレクタはＰＮＰ形トランジスタ
Ｑ７のコレクタに接続され、エミッタは抵抗Ｒ３を介し
て接地されている。したがって、抵抗Ｒ１〜Ｒ３とトラ
ンジスタＱ８はＡ級増幅器を構成している。
成を説明する。先ず、バッテリの＋端子は分圧抵抗Ｒ１
、Ｒ２を介して接地され、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点
がＮＰＮ形トランジスタＱ８のベースに接続されている
。トランジスタＱ８のコレクタはＰＮＰ形トランジスタ
Ｑ７のコレクタに接続され、エミッタは抵抗Ｒ３を介し
て接地されている。したがって、抵抗Ｒ１〜Ｒ３とトラ
ンジスタＱ８はＡ級増幅器を構成している。
【００１７】１２Ｖの直流電圧は、抵抗Ｒ６の一端と、
ＰＮＰ形トランジスタＱ６のエミッタと、直交形フェラ
イトトランスＣＤＴ’ の制御巻線Ｎｃ’の一端と、１
回路１接点電磁リレーＲＹ’ のコイルの一端に接続さ
れている。制御巻線Ｎｃ’の他端（制御電流Ｉｃ’）は
、抵抗Ｒ４の一端とトランジスタＱ７のエミッタに接続
され、抵抗Ｒ４の他端とトランジスタＱ７のベースは、
抵抗Ｒ５を介してリレー駆動用のトランジスタＱ５のコ
レクタに接続されている。トランジスタＱ５のベースに
は、図示省略のリモコン受信回路からのメイン電源のオ
ン・オフ信号が印加され、したがって、抵抗Ｒ４、Ｒ５
とトランジスタＱ７は、制御電流Ｉｃ’のスイッチング
回路を構成している。
ＰＮＰ形トランジスタＱ６のエミッタと、直交形フェラ
イトトランスＣＤＴ’ の制御巻線Ｎｃ’の一端と、１
回路１接点電磁リレーＲＹ’ のコイルの一端に接続さ
れている。制御巻線Ｎｃ’の他端（制御電流Ｉｃ’）は
、抵抗Ｒ４の一端とトランジスタＱ７のエミッタに接続
され、抵抗Ｒ４の他端とトランジスタＱ７のベースは、
抵抗Ｒ５を介してリレー駆動用のトランジスタＱ５のコ
レクタに接続されている。トランジスタＱ５のベースに
は、図示省略のリモコン受信回路からのメイン電源のオ
ン・オフ信号が印加され、したがって、抵抗Ｒ４、Ｒ５
とトランジスタＱ７は、制御電流Ｉｃ’のスイッチング
回路を構成している。
【００１８】また、抵抗Ｒ６の他端は、トランジスタＱ
６のベースと抵抗Ｒ７の一端に接続され、抵抗Ｒ７の他
端と１回路１接点電磁リレーＲＹ’ のコイルの他端は
トランジスタＲ５のコレクタに接続されている。上記第
１、第３のハーフブリッジ共振コンバータのスイッチン
グトランジスタＱ１、Ｑ３の各ベースには、ドライブ電
力を軽減するために、トランジスタＱ６のコレクタ出力
が起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ３を介して印加され、また、ス
イッチングトランジスタＱ１、Ｑ３の各エミッタがそれ
ぞれ起動抵抗ＲＳ２、ＲＳ４を介して第２、第４のトラ
ンジスタＱ２、Ｑ４のベースに接続されている。したが
って、抵抗Ｒ６、Ｒ７とトランジスタＱ６は、第１、第
３のハーフブリッジ共振コンバータのスイッチングトラ
ンジスタＱ１、Ｑ３の起動電流のスイッチング回路を構
成している。
６のベースと抵抗Ｒ７の一端に接続され、抵抗Ｒ７の他
端と１回路１接点電磁リレーＲＹ’ のコイルの他端は
トランジスタＲ５のコレクタに接続されている。上記第
１、第３のハーフブリッジ共振コンバータのスイッチン
グトランジスタＱ１、Ｑ３の各ベースには、ドライブ電
力を軽減するために、トランジスタＱ６のコレクタ出力
が起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ３を介して印加され、また、ス
イッチングトランジスタＱ１、Ｑ３の各エミッタがそれ
ぞれ起動抵抗ＲＳ２、ＲＳ４を介して第２、第４のトラ
ンジスタＱ２、Ｑ４のベースに接続されている。したが
って、抵抗Ｒ６、Ｒ７とトランジスタＱ６は、第１、第
３のハーフブリッジ共振コンバータのスイッチングトラ
ンジスタＱ１、Ｑ３の起動電流のスイッチング回路を構
成している。
【００１９】次に、上記実施例の動作を説明する。先ず
、抵抗Ｒ１〜Ｒ３とトランジスタＱ８ により構成され
るＡ級増幅器は、ＤＣ入力電圧Ｅｉを増幅し、図２の実
線で示すようにＤＣ１０〜３２Ｖの範囲で１００〜２０
０ＫＨｚのスイッチング周波数を制御する。また、抵抗
Ｒ４、Ｒ５とトランジスタＱ７により構成される制御電
流Ｉｃ’のスイッチング回路では、メイン電源がオフの
とき、すなわちトランジスタＲ５ がオフのときにトラ
ンジスタＱ７がオフである。他方、メイン電源がオンに
なってトランジスタＲ５がオンになると、トランジスタ
Ｑ７がオンになり、制御電流Ｉｃ’が直交形フェライト
トランスＣＤＴ’の制御巻線Ｎｃ’に流れる。したがっ
て、図３の実線で示すように、１０〜３２Ｖの広範囲の
定電圧性を確保することができる。
、抵抗Ｒ１〜Ｒ３とトランジスタＱ８ により構成され
るＡ級増幅器は、ＤＣ入力電圧Ｅｉを増幅し、図２の実
線で示すようにＤＣ１０〜３２Ｖの範囲で１００〜２０
０ＫＨｚのスイッチング周波数を制御する。また、抵抗
Ｒ４、Ｒ５とトランジスタＱ７により構成される制御電
流Ｉｃ’のスイッチング回路では、メイン電源がオフの
とき、すなわちトランジスタＲ５ がオフのときにトラ
ンジスタＱ７がオフである。他方、メイン電源がオンに
なってトランジスタＲ５がオンになると、トランジスタ
Ｑ７がオンになり、制御電流Ｉｃ’が直交形フェライト
トランスＣＤＴ’の制御巻線Ｎｃ’に流れる。したがっ
て、図３の実線で示すように、１０〜３２Ｖの広範囲の
定電圧性を確保することができる。
【００２０】また、抵抗Ｒ６、Ｒ７とトランジスタＱ６
により構成される起動電流のスイッチング回路では、メ
イン電源がオフの場合すなわちトランジスタＲ５がオフ
の場合にトランジスタＱ６はオフであり、起動電流が流
れない。他方、メイン電源がオンになってトランジスタ
Ｒ５がオンになると、トランジスタＱ６がオンになり、
起動電流がトランジスタＱ６、起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ３
を介してスイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３に供給さ
れる。したがって、従来例のような２回路１接点の重く
、かつ高価な電磁リレーＲＹを用いず、１回路１接点の
小形軽量の電磁リレーＲＹ’ により構成されているの
で、安価になる。
により構成される起動電流のスイッチング回路では、メ
イン電源がオフの場合すなわちトランジスタＲ５がオフ
の場合にトランジスタＱ６はオフであり、起動電流が流
れない。他方、メイン電源がオンになってトランジスタ
Ｒ５がオンになると、トランジスタＱ６がオンになり、
起動電流がトランジスタＱ６、起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ３
を介してスイッチングトランジスタＱ１、Ｑ３に供給さ
れる。したがって、従来例のような２回路１接点の重く
、かつ高価な電磁リレーＲＹを用いず、１回路１接点の
小形軽量の電磁リレーＲＹ’ により構成されているの
で、安価になる。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
入力直流電圧が上昇した場合、直交形フェライトトラン
スの制御電流が増幅されるので、出力直流電圧の定電圧
性を保証することができる。また、スイッチング回路に
よりトランジスタの起動電流がオン・オフするので、重
くかつ高価な２回路１接点の電磁リレーを用いないで安
価な電磁リレーを用いることができる。
入力直流電圧が上昇した場合、直交形フェライトトラン
スの制御電流が増幅されるので、出力直流電圧の定電圧
性を保証することができる。また、スイッチング回路に
よりトランジスタの起動電流がオン・オフするので、重
くかつ高価な２回路１接点の電磁リレーを用いないで安
価な電磁リレーを用いることができる。
【図１】本発明に係る電源回路の一実施例を示す回路図
である。
である。
【図２】図１の電源回路と従来例の周波数特性の比較例
を示すグラフである。
を示すグラフである。
【図３】図１の電源回路と従来例の定電圧特性の比較例
を示すグラフである。
を示すグラフである。
【図４】従来の電源回路を示す回路図である。
１ スイッチング増幅回路
Ｑ１〜Ｑ４ トランジスタ
Ｒｓ１〜Ｒｓ４ 起動抵抗
ＣＤＴ’ 直交形フェライトトランスＲＹ’
１回路１接点電磁リレー
１回路１接点電磁リレー
Claims (1)
- 【請求項１】 入力直流電圧をスイッチングするため
のトランジスタ及び直交形フェライトトランスと、入力
直流電圧に応じた起動電流を前記トランジスタに供給す
るための抵抗と、電源がオフの場合に前記直交形フェラ
イトトランスの制御電流をオフにするとともに前記起動
電流を遮断し、電源がオンの場合に入力直流電圧を増幅
して前記直交形フェライトトランスの制御巻線に印加す
るとともに、前記起動電流を通電させるスイッチング回
路とを有する電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3163757A JPH04364363A (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 電源回路 |
| US07/892,282 US5265001A (en) | 1991-06-07 | 1992-06-02 | Power supply circuit with switching frequency of saturable ferrite transformer controlled by class A amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3163757A JPH04364363A (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04364363A true JPH04364363A (ja) | 1992-12-16 |
Family
ID=15780126
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3163757A Pending JPH04364363A (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5265001A (ja) |
| JP (1) | JPH04364363A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6301135B1 (en) | 1999-03-01 | 2001-10-09 | Texas Instruments Incorporated | Isolated switching-mode power supply control circuit having secondary-side controller and supervisory primary-side controller |
| JP2001266094A (ja) * | 2000-03-15 | 2001-09-28 | Toshiba Corp | 非接触通信装置及び非接触通信装置の制御方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51149530A (en) * | 1975-06-14 | 1976-12-22 | Sony Corp | Starting circuit for an inverter |
| US4533836A (en) * | 1983-01-12 | 1985-08-06 | Pacific Electro Dynamics, Inc. | Multiple voltage switching power supply having output voltage limiting |
| US4887199A (en) * | 1986-02-07 | 1989-12-12 | Astec International Limited | Start circuit for generation of pulse width modulated switching pulses for switch mode power supplies |
| US4937727A (en) * | 1989-03-07 | 1990-06-26 | Rca Licensing Corporation | Switch-mode power supply with transformer-coupled feedback |
-
1991
- 1991-06-07 JP JP3163757A patent/JPH04364363A/ja active Pending
-
1992
- 1992-06-02 US US07/892,282 patent/US5265001A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5265001A (en) | 1993-11-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US3769571A (en) | Power inverter circuit | |
| KR20010071774A (ko) | 스위칭 전원 회로 | |
| US6266254B1 (en) | Switching power circuit | |
| JP7009292B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2010161900A (ja) | スイッチング電源およびそれを用いたモータシステム | |
| US3424995A (en) | Power supply system with automatically substituted redundant inverter | |
| JP2001054282A (ja) | スイッチドモード電源 | |
| US5265001A (en) | Power supply circuit with switching frequency of saturable ferrite transformer controlled by class A amplifier | |
| JPS6223272Y2 (ja) | ||
| JP3213577B2 (ja) | 電源回路 | |
| CN209805958U (zh) | 一种有源假负载电路及电子设备 | |
| JP2785682B2 (ja) | オーディオ用アンプの電源電圧切換回路 | |
| KR0128675Y1 (ko) | 모니터의 보조 전원 회로 | |
| JP3365865B2 (ja) | 定電圧電源回路 | |
| JPS602691Y2 (ja) | 電子機器の電源回路 | |
| JPH0511868A (ja) | 電源回路 | |
| JP2025150360A (ja) | 空気調和システム | |
| JP2778223B2 (ja) | 電源安定化装置 | |
| JPS645984Y2 (ja) | ||
| JP2733162B2 (ja) | 変圧器及びこれを用いたインバ−タ回路 | |
| JP2000010644A (ja) | 電圧調整装置 | |
| JPS631482Y2 (ja) | ||
| JPH03870Y2 (ja) | ||
| KR830001486B1 (ko) | 인버어터 회로 | |
| JPS5936148Y2 (ja) | スイツチングレギユレ−タ |