JPH0437386B2 - - Google Patents
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- JPH0437386B2 JPH0437386B2 JP23432782A JP23432782A JPH0437386B2 JP H0437386 B2 JPH0437386 B2 JP H0437386B2 JP 23432782 A JP23432782 A JP 23432782A JP 23432782 A JP23432782 A JP 23432782A JP H0437386 B2 JPH0437386 B2 JP H0437386B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- speed
- rotation detection
- signal
- detection signal
- rotation
- Prior art date
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
- G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
- G01P3/44—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Velocity Or Acceleration (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は回転速度検出装置に関し、例えばビデ
オテープレコーダ、オーデイオテープレコーダ等
において使用される回転体例えばキヤプスタン等
の速度制御装置に適用し得るものである。
オテープレコーダ、オーデイオテープレコーダ等
において使用される回転体例えばキヤプスタン等
の速度制御装置に適用し得るものである。
〔背景技術とその問題点〕
この種の速度制御装置において、特に低速領域
で回転体の速度制御を必要とする場合駆動モータ
としてステツピングモータを使用したものや、交
流ヒステリシスモータを正弦波駆動するようにし
たものが考えられる。前者は低速領域における高
速応答性は良いが、回転体の回転が滑らかになら
ない欠点がある。また後者は低速領域における高
速応答性が比較的良くまた回転も比較的滑らかで
あるので比較的良好な速度制御ができると考えら
れるが、パワードライブ効率が悪くかつ開ループ
制御を行うため機械的誤差があればこれが速度変
動の原因になる欠点がある。
で回転体の速度制御を必要とする場合駆動モータ
としてステツピングモータを使用したものや、交
流ヒステリシスモータを正弦波駆動するようにし
たものが考えられる。前者は低速領域における高
速応答性は良いが、回転体の回転が滑らかになら
ない欠点がある。また後者は低速領域における高
速応答性が比較的良くまた回転も比較的滑らかで
あるので比較的良好な速度制御ができると考えら
れるが、パワードライブ効率が悪くかつ開ループ
制御を行うため機械的誤差があればこれが速度変
動の原因になる欠点がある。
このような欠点があるため、実際上従来は低速
領域の高速応答性を要求せず全体として良好な制
御性能を確保する意味から、直流モータを用いて
貫性を大きくしかつループゲインを下げて安定な
速度制御を行う方法が多く採用されていた。
領域の高速応答性を要求せず全体として良好な制
御性能を確保する意味から、直流モータを用いて
貫性を大きくしかつループゲインを下げて安定な
速度制御を行う方法が多く採用されていた。
ところでこのようにして直流モータを制御する
場合従来は、回転体に対して周波数発信器を設
け、その周波数パルス信号Ｐ（第１図Ａ）の周期
T0が回転体の回転速度に対応することを利用し
てこの周期T0を計測することにより回転体の回
転速度を検出する方法が用いられている。そして
その検出時間を短縮する方法として、複数の周波
数発信器を設けて検出信号の波数を多くすること
によつて計測時間を短かくする方法が用いられて
いる。例えば２つの周波数発信器を90゜の角間隔
をもつ位置に配設して第１図Ｂ１及びＢ２に示す
ように90゜位相がずれた２つの検出パルス信号P1
及びP2を得、この検出パルス信号P1及びP2を例
えばエクスクルーシブオア回路に与えて第１図Ｃ
に示す結合パルス信号P3を得、その論理「Ｈ」
レベルの区間TPを計測するようにすれば、第１
図Ａの場合と比較して１／４の時間で速度の検出が できることになる。
場合従来は、回転体に対して周波数発信器を設
け、その周波数パルス信号Ｐ（第１図Ａ）の周期
T0が回転体の回転速度に対応することを利用し
てこの周期T0を計測することにより回転体の回
転速度を検出する方法が用いられている。そして
その検出時間を短縮する方法として、複数の周波
数発信器を設けて検出信号の波数を多くすること
によつて計測時間を短かくする方法が用いられて
いる。例えば２つの周波数発信器を90゜の角間隔
をもつ位置に配設して第１図Ｂ１及びＢ２に示す
ように90゜位相がずれた２つの検出パルス信号P1
及びP2を得、この検出パルス信号P1及びP2を例
えばエクスクルーシブオア回路に与えて第１図Ｃ
に示す結合パルス信号P3を得、その論理「Ｈ」
レベルの区間TPを計測するようにすれば、第１
図Ａの場合と比較して１／４の時間で速度の検出が できることになる。
しかしこのように時間を計測して速度を検出す
るようにした場合、原理的に計測時間が回転体の
周期に比例するため、特に低速領域の速度を検出
する場合にはその検出時間が長大になり、その結
果高速応答性が得られない。
るようにした場合、原理的に計測時間が回転体の
周期に比例するため、特に低速領域の速度を検出
する場合にはその検出時間が長大になり、その結
果高速応答性が得られない。
以上の点を考慮して本発明はなされたもので、
低速領域において回転体の回転速度を高速度で検
出できるようにし、これにより直流モータを用い
て回転体を高速応答性良くかつ滑らかに速度制御
できるようにした速度検出装置を提案しようとす
るものである。
低速領域において回転体の回転速度を高速度で検
出できるようにし、これにより直流モータを用い
て回転体を高速応答性良くかつ滑らかに速度制御
できるようにした速度検出装置を提案しようとす
るものである。
かかる目的を達成するため本発明においては、
少くとも２つの回転検出素子を所定の角間隔を隔
てて配設し、その回転検出信号のレベルを所定時
間の前後の時点において検出し、そのうち最も変
化量が大きいものに基づいて回転体の回転速度を
検出する。
少くとも２つの回転検出素子を所定の角間隔を隔
てて配設し、その回転検出信号のレベルを所定時
間の前後の時点において検出し、そのうち最も変
化量が大きいものに基づいて回転体の回転速度を
検出する。
以下図面において本発明の一実施例を詳述する
に、本発明の原理は、第２図に示す回転検出信号
DT0において、所定のサンプル時間τの前後の時
点t1及びt2における回転検出信号DT0のレベルL1
及びL2の変化量ΔL（＝｜L1−L2｜）から回転体
の速度を検出する。かくするにつき、回転検出信
号として第３図Ａ１及びＡ２に示す如く少くとも
２つの回転検出信号DT1及びDT2を得てレベル変
化量ΔL1及びΔL2のうち大きい方を速度検出信号
SPとして得る。
に、本発明の原理は、第２図に示す回転検出信号
DT0において、所定のサンプル時間τの前後の時
点t1及びt2における回転検出信号DT0のレベルL1
及びL2の変化量ΔL（＝｜L1−L2｜）から回転体
の速度を検出する。かくするにつき、回転検出信
号として第３図Ａ１及びＡ２に示す如く少くとも
２つの回転検出信号DT1及びDT2を得てレベル変
化量ΔL1及びΔL2のうち大きい方を速度検出信号
SPとして得る。
かかる原理に基づく第１の実施例の速度検出装
置１はアナログ信号形式のもので、第４図に示す
如く、複数例えば２つの回転検出信号DT1及び
DT2を受けるレベル変化量検出回路２Ａ及び２Ｂ
と、そのレベル変化量信号S11及びS12の絶対値の
大きい方を選択して速度検出信号SPとして送出
する速度検出信号出力回路３とを有する。
置１はアナログ信号形式のもので、第４図に示す
如く、複数例えば２つの回転検出信号DT1及び
DT2を受けるレベル変化量検出回路２Ａ及び２Ｂ
と、そのレベル変化量信号S11及びS12の絶対値の
大きい方を選択して速度検出信号SPとして送出
する速度検出信号出力回路３とを有する。
回転検出信号DT1及びDT2は回転体に対してほ
ぼ90゜角間隔を保つて配設された回転検出素子４
Ａ及び４Ｂから得られる。この実施例の場合回転
検出素子４Ａ及び４Ｂは回転体と一体に回転する
回転マグネツト板５に対向するように配設された
磁気抵抗素子DMEが用いられ、第３図Ａ１及び
Ａ２に示すような正弦波形の回転検出信号DT1及
びDT2を得るようになされている。
ぼ90゜角間隔を保つて配設された回転検出素子４
Ａ及び４Ｂから得られる。この実施例の場合回転
検出素子４Ａ及び４Ｂは回転体と一体に回転する
回転マグネツト板５に対向するように配設された
磁気抵抗素子DMEが用いられ、第３図Ａ１及び
Ａ２に示すような正弦波形の回転検出信号DT1及
びDT2を得るようになされている。
変化量検出回路２Ａ及び２Ｂは演算増幅器構成
の減算回路６Ａ及び６Ｂを有し、その反転入力端
に回転検出信号DT1及びDT2を入力抵抗７Ａ及び
７Ｂを介して受けると共に、非反転入力端に遅延
回路８Ａ及び８Ｂを介して回転検出信号DT1及び
DT2を受けるように構成されている。遅延回路８
Ａ及び８Ｂの遅延時間は第２図について上述した
サンプル時間τに選定され、かくして減算回路６
Ａ及び６Ｂの反転入力端には時間τの終了時点t2
（第３図Ａ１及びＡ２）における回転検出信号
DT1及びDT2のレベルが入力されかつ非反転入力
端にはサンプル時間τの開始時点t1における回転
検出信号DT1及びDT2のレベルが入力され、出力
端にはサンプル時間τの間の回転検出信号DT1及
びDT2の変化量ΔL1及びΔL2が得られ、これがレ
ベル変化量信号S1及びS2として速度検出信号出力
回路３に送出される。
の減算回路６Ａ及び６Ｂを有し、その反転入力端
に回転検出信号DT1及びDT2を入力抵抗７Ａ及び
７Ｂを介して受けると共に、非反転入力端に遅延
回路８Ａ及び８Ｂを介して回転検出信号DT1及び
DT2を受けるように構成されている。遅延回路８
Ａ及び８Ｂの遅延時間は第２図について上述した
サンプル時間τに選定され、かくして減算回路６
Ａ及び６Ｂの反転入力端には時間τの終了時点t2
（第３図Ａ１及びＡ２）における回転検出信号
DT1及びDT2のレベルが入力されかつ非反転入力
端にはサンプル時間τの開始時点t1における回転
検出信号DT1及びDT2のレベルが入力され、出力
端にはサンプル時間τの間の回転検出信号DT1及
びDT2の変化量ΔL1及びΔL2が得られ、これがレ
ベル変化量信号S1及びS2として速度検出信号出力
回路３に送出される。
速度検出信号出力回路３はレベル変化量信号
S11及びS12を順方向接続された正側ダイオード９
Ａ及び９Ｂのアノードに与えると共に、逆方向接
続された負側ダイオード１０Ａ及び１０Ｂのカソ
ードに与える。正側ダイオード９Ａ及び９Ｂのカ
ソードは共通に接続されて出力回路３の出力端子
１１に接続される。また負側ダイオード１０Ａ及
び１０Ｂのアノードは共通に接続されて反転増幅
回路１２に接続され、この反転増幅回路１２の出
力端が順方向接続されたつき合せ用ダイオード１
３を通じて出力端子１１に接続される。
S11及びS12を順方向接続された正側ダイオード９
Ａ及び９Ｂのアノードに与えると共に、逆方向接
続された負側ダイオード１０Ａ及び１０Ｂのカソ
ードに与える。正側ダイオード９Ａ及び９Ｂのカ
ソードは共通に接続されて出力回路３の出力端子
１１に接続される。また負側ダイオード１０Ａ及
び１０Ｂのアノードは共通に接続されて反転増幅
回路１２に接続され、この反転増幅回路１２の出
力端が順方向接続されたつき合せ用ダイオード１
３を通じて出力端子１１に接続される。
かくしてレベル変化量信号S11及びS12が共に正
のときダイオード９Ａ及び９Ｂによつてレベルが
高い方のレベル変化量信号S11又はS12が選択され
て正レベルのまま出力端子１１に送出される。ま
たレベル変化量信号S11及びS12が共に負のときダ
イオード１０Ａ及び１０Ｂによつてレベルの低い
方のレベル変化量信号S11又はS12が選択されかつ
反転増幅器１２によつて正レベルに極性反転され
てダイオード１３を介して出力端子１１に送出さ
れる。さらにレベル変化量信号S11及びS12のいず
れか一方例えばS11が正かつ他方S12が負のとき
（逆のときも同様）正レベルのレベル変化量信号
S11がダイオード９Ａを通じて出力しようとする
のに対して負レベルのレベル変化量信号S12がダ
イオード１０Ｂ−反転増幅器１２−ダイオード１
３を通じて出力しようとし、これにより絶対値の
大きい方のレベル変化量信号S11又はS12が正レベ
ルの信号として出力端子１１に送出される。結局
速度検出信号出力回路３はレベル変化量信号S11
及びS12のうち絶対値の最も大きいものが選択さ
れて正レベルの信号として出力端子１１に送出さ
れることになる。
のときダイオード９Ａ及び９Ｂによつてレベルが
高い方のレベル変化量信号S11又はS12が選択され
て正レベルのまま出力端子１１に送出される。ま
たレベル変化量信号S11及びS12が共に負のときダ
イオード１０Ａ及び１０Ｂによつてレベルの低い
方のレベル変化量信号S11又はS12が選択されかつ
反転増幅器１２によつて正レベルに極性反転され
てダイオード１３を介して出力端子１１に送出さ
れる。さらにレベル変化量信号S11及びS12のいず
れか一方例えばS11が正かつ他方S12が負のとき
（逆のときも同様）正レベルのレベル変化量信号
S11がダイオード９Ａを通じて出力しようとする
のに対して負レベルのレベル変化量信号S12がダ
イオード１０Ｂ−反転増幅器１２−ダイオード１
３を通じて出力しようとし、これにより絶対値の
大きい方のレベル変化量信号S11又はS12が正レベ
ルの信号として出力端子１１に送出される。結局
速度検出信号出力回路３はレベル変化量信号S11
及びS12のうち絶対値の最も大きいものが選択さ
れて正レベルの信号として出力端子１１に送出さ
れることになる。
以上の構成において変化量検出回路２Ａ及び２
Ｂによつて検出されるレベル変化量信号S11及び
S12は任意の時点におけるサンプル時間τの前後
の時点t1及びt2の回転検出信号DT1及びDT2のレ
ベル差を表わしており、そして速度検出信号出力
回路３がこのレベル差の絶対値の大きい方を選択
するから出力端子１１に得られる速度検出信号
SPは実質上回転検出信号DT1又はDT2が０点を
横切る時点近傍のレベル差に相当する変化量を得
ていることになる。因みに第３図Ａ１及びＡ２に
おいて明らかなように回転検出信号DT1及びDT2
は互いに位相差90゜をもつているから絶対値が大
きい方のレベル差を得ている側のサンプリング時
間τの開始及び終了時点t1及びt2は当該回転検出
信号（この場合DT1）が０点を横切る時点に近く
なる。従つて出力端子１１から送出される速度検
出信号SPの値は回転検出信号DT1又はDT2のほ
ぼ最大傾斜部分の変化量に相当する値になり、こ
のことは回転マグネツト板５従つて回転体の速度
を表わしていることになる。
Ｂによつて検出されるレベル変化量信号S11及び
S12は任意の時点におけるサンプル時間τの前後
の時点t1及びt2の回転検出信号DT1及びDT2のレ
ベル差を表わしており、そして速度検出信号出力
回路３がこのレベル差の絶対値の大きい方を選択
するから出力端子１１に得られる速度検出信号
SPは実質上回転検出信号DT1又はDT2が０点を
横切る時点近傍のレベル差に相当する変化量を得
ていることになる。因みに第３図Ａ１及びＡ２に
おいて明らかなように回転検出信号DT1及びDT2
は互いに位相差90゜をもつているから絶対値が大
きい方のレベル差を得ている側のサンプリング時
間τの開始及び終了時点t1及びt2は当該回転検出
信号（この場合DT1）が０点を横切る時点に近く
なる。従つて出力端子１１から送出される速度検
出信号SPの値は回転検出信号DT1又はDT2のほ
ぼ最大傾斜部分の変化量に相当する値になり、こ
のことは回転マグネツト板５従つて回転体の速度
を表わしていることになる。
このように第４図の構成によれば回転体の速度
に対応する速度検出信号SPを得ることができる。
かくするにつき速度検出信号SPを得るための動
作原理は回転値の速度が遅い低速領域にあつても
そのまま適用できるので、回転体が停止する直前
の回転速度まで検出できることになる。
に対応する速度検出信号SPを得ることができる。
かくするにつき速度検出信号SPを得るための動
作原理は回転値の速度が遅い低速領域にあつても
そのまま適用できるので、回転体が停止する直前
の回転速度まで検出できることになる。
第５図は本発明の第２の実施例を示すアナログ
信号形式の速度検出装置１で、この場合レベル変
化量検出回路２Ａ及び２Ｂはそれぞれ縦続接続さ
れた２つのサンプルホールド回路１５Ａ，１６Ａ
及び１５Ｂ，１６Ｂを有する。前段のサンプルホ
ールド回路１５Ａ及び１５Ｂのサンプルパルス形
成回路１７にはサンプルパルス発振器１８の発振
出力S2がサンプル時間τに相当する遅延時間を有
する遅延回路１９を介して与えられると共に、後
段のサンプルホールド回路１６Ａ及び１６Ｂのサ
ンプルパルス形成回路２０には発振出力S2（第６
図Ａ）が直接与えられる。かくして第６図Ｂ２に
示す如くサンプル時間τの開始時点t11でサンプ
リングパルスSL2によつて後段のサンプルホール
ド回路１６Ａ及び１６Ｂが前段のサンプルホール
ド回路１５Ａ及び１５Ｂのサンプル信号をサンプ
ルホールドし、その後第６図Ｂ１に示す如くサン
プル時間τの経過した時点t12においてサンプリ
ングパルスSL1によつて前段のサンプルホールド
回路１５Ａ及び１５Ｂに回転検出信号DT1及び
DT2から新たなサンプル信号をサンプルホールド
する。
信号形式の速度検出装置１で、この場合レベル変
化量検出回路２Ａ及び２Ｂはそれぞれ縦続接続さ
れた２つのサンプルホールド回路１５Ａ，１６Ａ
及び１５Ｂ，１６Ｂを有する。前段のサンプルホ
ールド回路１５Ａ及び１５Ｂのサンプルパルス形
成回路１７にはサンプルパルス発振器１８の発振
出力S2がサンプル時間τに相当する遅延時間を有
する遅延回路１９を介して与えられると共に、後
段のサンプルホールド回路１６Ａ及び１６Ｂのサ
ンプルパルス形成回路２０には発振出力S2（第６
図Ａ）が直接与えられる。かくして第６図Ｂ２に
示す如くサンプル時間τの開始時点t11でサンプ
リングパルスSL2によつて後段のサンプルホール
ド回路１６Ａ及び１６Ｂが前段のサンプルホール
ド回路１５Ａ及び１５Ｂのサンプル信号をサンプ
ルホールドし、その後第６図Ｂ１に示す如くサン
プル時間τの経過した時点t12においてサンプリ
ングパルスSL1によつて前段のサンプルホールド
回路１５Ａ及び１５Ｂに回転検出信号DT1及び
DT2から新たなサンプル信号をサンプルホールド
する。
前段のサンプルホールド回路１５Ａ及び１５
Ｂ、並びに後段のサンプルホールド回路１６Ａ及
び１６Ｂのサンプル信号S31及びS32、並びにS41
及びS42はそれぞれ減算回路２２Ａ及び２２Ｂに
与えられる。かくして減算回路２２Ａ及び２２Ｂ
からレベル変化量信号S11及びS12が得られ、これ
が速度検出信号出力回路３の絶対値増幅回路２３
Ａ及び２３Ｂに与えられる。
Ｂ、並びに後段のサンプルホールド回路１６Ａ及
び１６Ｂのサンプル信号S31及びS32、並びにS41
及びS42はそれぞれ減算回路２２Ａ及び２２Ｂに
与えられる。かくして減算回路２２Ａ及び２２Ｂ
からレベル変化量信号S11及びS12が得られ、これ
が速度検出信号出力回路３の絶対値増幅回路２３
Ａ及び２３Ｂに与えられる。
絶対値増幅回路２３Ａ及び２３Ｂはレベル変化
量信号S11及びS12の絶対値をとり、その絶対値信
号S51及びS52を選択スイツチ回路２４及びスイツ
チ制御回路２５に与える。スイツチ制御回路２５
はレベル比較回路で構成され、絶対値信号S51及
びS52のレベルを比較してレベルの高い方の絶対
値信号S51又はS52を選択させるスイツチ制御信号
S6をスイツチ回路２４に送出する。
量信号S11及びS12の絶対値をとり、その絶対値信
号S51及びS52を選択スイツチ回路２４及びスイツ
チ制御回路２５に与える。スイツチ制御回路２５
はレベル比較回路で構成され、絶対値信号S51及
びS52のレベルを比較してレベルの高い方の絶対
値信号S51又はS52を選択させるスイツチ制御信号
S6をスイツチ回路２４に送出する。
かくして第５図の構成は動作原理上第４図と対
応する構成要素をもち、従つて第４図について上
述したと同様にして回転体の速度を表わす回転速
度検出信号SPを得ることができる。
応する構成要素をもち、従つて第４図について上
述したと同様にして回転体の速度を表わす回転速
度検出信号SPを得ることができる。
第７図は本発明は第３の実施例を示すデイジタ
ル信号処理形式のもので、この場合回転検出信号
DT1及びDT2はアナログ−デイジタル変換回路３
１Ａ及び３１Ｂによつてデイジタル信号に変換さ
れた後ラツチ回路３２Ａ，３３Ａ及び３２Ｂ，３
３Ｂに与えられる。ラツチ回路３２Ａ，３３Ａ及
び３２Ｂ，３３Ｂにはラツチクロツク信号発生回
路３４において発生されるラツチパルス信号S7が
与えられ、ラツチ回路３２Ａ及び３２Ｂはラツチ
信号S7の立上りによつてラツチ動作すると共にラ
ツチ回路３３Ａ及び３３Ｂはラツチ信号S7の立下
りによつてラツチ動作する。かくしてラツチ回路
３２Ａ及び３２Ｂにはラツチ回路３３Ａ及び３３
Ｂにラツチされるデータよりラツチ時間差τだけ
以前の時点におけるデータがラツチされる。
ル信号処理形式のもので、この場合回転検出信号
DT1及びDT2はアナログ−デイジタル変換回路３
１Ａ及び３１Ｂによつてデイジタル信号に変換さ
れた後ラツチ回路３２Ａ，３３Ａ及び３２Ｂ，３
３Ｂに与えられる。ラツチ回路３２Ａ，３３Ａ及
び３２Ｂ，３３Ｂにはラツチクロツク信号発生回
路３４において発生されるラツチパルス信号S7が
与えられ、ラツチ回路３２Ａ及び３２Ｂはラツチ
信号S7の立上りによつてラツチ動作すると共にラ
ツチ回路３３Ａ及び３３Ｂはラツチ信号S7の立下
りによつてラツチ動作する。かくしてラツチ回路
３２Ａ及び３２Ｂにはラツチ回路３３Ａ及び３３
Ｂにラツチされるデータよりラツチ時間差τだけ
以前の時点におけるデータがラツチされる。
ラツチ回路３２Ａ及び３３Ａにラツチされたデ
ータは演算回路３５Ａに与えられその出力端に２
つのデータの差の絶対値を表わすデータAM（＝｜
Aa−Ad｜）を得る。同様にラツチ回路３２Ｂ及
び３３Ｂにラツチされたデータは演算回路３５Ｂ
に与えられその出力端に２つのデータの差の絶対
値を表わすデータBM（＝｜Ba−Bd｜）を得る。
これらのデータAMは最大値選択回路３６に与え
られ、データAM及びBMのうち大きい方のデータ
AM（AM＞BMの場合）又はデータBM（AM＜BMの場
合）を速度検出信号SPとして出力端子１１に送
出する。
ータは演算回路３５Ａに与えられその出力端に２
つのデータの差の絶対値を表わすデータAM（＝｜
Aa−Ad｜）を得る。同様にラツチ回路３２Ｂ及
び３３Ｂにラツチされたデータは演算回路３５Ｂ
に与えられその出力端に２つのデータの差の絶対
値を表わすデータBM（＝｜Ba−Bd｜）を得る。
これらのデータAMは最大値選択回路３６に与え
られ、データAM及びBMのうち大きい方のデータ
AM（AM＞BMの場合）又はデータBM（AM＜BMの場
合）を速度検出信号SPとして出力端子１１に送
出する。
第７図の構成によればラツチクロツク信号S7の
立上り時点及び立下り時点間における回転検出信
号DT1及びDT2のレベル変化を差の絶対値データ
AM及びBMとしてデイジタル信号形式の信号によ
つて検出し、そのうち最大の内容をもつものを速
度検出信号SPとして得るようにしたことにより
第４図について上述したと同様にして低速回転す
る回転体の速度を確実に検出することができる。
立上り時点及び立下り時点間における回転検出信
号DT1及びDT2のレベル変化を差の絶対値データ
AM及びBMとしてデイジタル信号形式の信号によ
つて検出し、そのうち最大の内容をもつものを速
度検出信号SPとして得るようにしたことにより
第４図について上述したと同様にして低速回転す
る回転体の速度を確実に検出することができる。
第８図は本発明の第４の実施例で、この場合は
データの記録、差演算、絶対値演算、最大値選択
演算をマイクロコンピユータ構成のCPU４１に
おいて実行し、かくしてCPU４１において得た
速度検出データに基づいて回転体の駆動モータ例
えばキヤプスタンモータ４２を駆動制御するよう
になされている。すなわちキヤプスタンモータ４
２の回転速度は所定の角度間隔をおいて配設され
た回転検出素子４Ａ及び４Ｂによつて検出され、
この回転検出信号DT1及びDT2はバス４３を介し
てCPU４１から与えられる切換制御信号CONに
よつて切換制御されるスイツチ回路４４を介しさ
らにアナログ−デイジタル変換器４５を介してデ
イジタルデータとして時分割的にバス４３を通じ
てCPU４１に取り込まれる。
データの記録、差演算、絶対値演算、最大値選択
演算をマイクロコンピユータ構成のCPU４１に
おいて実行し、かくしてCPU４１において得た
速度検出データに基づいて回転体の駆動モータ例
えばキヤプスタンモータ４２を駆動制御するよう
になされている。すなわちキヤプスタンモータ４
２の回転速度は所定の角度間隔をおいて配設され
た回転検出素子４Ａ及び４Ｂによつて検出され、
この回転検出信号DT1及びDT2はバス４３を介し
てCPU４１から与えられる切換制御信号CONに
よつて切換制御されるスイツチ回路４４を介しさ
らにアナログ−デイジタル変換器４５を介してデ
イジタルデータとして時分割的にバス４３を通じ
てCPU４１に取り込まれる。
CPU４１は順次取り込まれる回転検出データ
に基づいて２つの回転検出信号DT1及びDT2の所
定時間におけるレベル変化の絶対値を演算すると
共にその最大値を選択してキヤプスタンモータ４
２の回転検出速度を求める。そしてこの回転検出
速度を所定の速度パターンと比較してその偏差を
なくすような駆動データをバス４３を介しさらに
デイジタル−アナログ変換器４６を介してアナロ
グ信号として速度サーボループを構成するキヤプ
スタンモータ４２のモータドライブ増幅器４７に
与える。
に基づいて２つの回転検出信号DT1及びDT2の所
定時間におけるレベル変化の絶対値を演算すると
共にその最大値を選択してキヤプスタンモータ４
２の回転検出速度を求める。そしてこの回転検出
速度を所定の速度パターンと比較してその偏差を
なくすような駆動データをバス４３を介しさらに
デイジタル−アナログ変換器４６を介してアナロ
グ信号として速度サーボループを構成するキヤプ
スタンモータ４２のモータドライブ増幅器４７に
与える。
この実施例の場合、回転検出素子４Ａ及び４Ｂ
の検出信号DT1及びDT2は比較回路４８に与えら
れ、一方の検出信号例えばDT1が所定のレベルに
なつた時から他方の検出信号DT2が当該所定のレ
ベルになるまでの時間を通過時間計測回路４９に
おいて計測し、その計測結果をデイジタル信号と
してバス４３を介してCPU４１に与え、これに
より例えばキヤプスタンモータ４２が高速回転し
ているときこの通過時間検出データに基づいて速
度の検出を行うようになされている。
の検出信号DT1及びDT2は比較回路４８に与えら
れ、一方の検出信号例えばDT1が所定のレベルに
なつた時から他方の検出信号DT2が当該所定のレ
ベルになるまでの時間を通過時間計測回路４９に
おいて計測し、その計測結果をデイジタル信号と
してバス４３を介してCPU４１に与え、これに
より例えばキヤプスタンモータ４２が高速回転し
ているときこの通過時間検出データに基づいて速
度の検出を行うようになされている。
第８図の構成によつても回転検出信号DT1及び
DT2の所定時間におけるレベル変化に基づく速度
検出データを得ることができる。
DT2の所定時間におけるレベル変化に基づく速度
検出データを得ることができる。
第９図は本発明の第５の実施例で、この場合は
互いに45゜の角間隔を保つて４つの回転検出素子
５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃ，５１Ｄを設けたことを
除いて、第７図の場合と同様の動作原理を用いて
構成されている。
互いに45゜の角間隔を保つて４つの回転検出素子
５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃ，５１Ｄを設けたことを
除いて、第７図の場合と同様の動作原理を用いて
構成されている。
すなわち４つの回転検出信号DT11，DT12，
DT13，DT14は対応するデイジタル−アナログ変
換器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃ，５２Ｄを介してそ
れぞれ一対のラツチ回路５３Ａ及び５４Ａ，５３
Ｂ及び５４Ｂ，５３Ｃ及び５４Ｃ，５３Ｄ及び５
４Ｄに与えられる。一方のラツチ回路５４Ａ，５
４Ｂ，５４Ｃ，５４Ｄはラツチクロツク信号発生
回路５５から送出されるラツチクロツク信号S8の
例えば立上りによつて対応する回転検出信号
DT11，DT12，DT13，DT14のデータをラツチし、
また他方のラツチ回路５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃ，
５３Ｄは遅延回路５６によつて所定時間だけラツ
チクロツク信号S8を遅延させてなる遅延ラツチク
ロツク信号S81の例えば立上りによつて対応する
回転検出信号DT11，DT12，DT13，DT14のデー
タをラツチする。
DT13，DT14は対応するデイジタル−アナログ変
換器５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃ，５２Ｄを介してそ
れぞれ一対のラツチ回路５３Ａ及び５４Ａ，５３
Ｂ及び５４Ｂ，５３Ｃ及び５４Ｃ，５３Ｄ及び５
４Ｄに与えられる。一方のラツチ回路５４Ａ，５
４Ｂ，５４Ｃ，５４Ｄはラツチクロツク信号発生
回路５５から送出されるラツチクロツク信号S8の
例えば立上りによつて対応する回転検出信号
DT11，DT12，DT13，DT14のデータをラツチし、
また他方のラツチ回路５３Ａ，５３Ｂ，５３Ｃ，
５３Ｄは遅延回路５６によつて所定時間だけラツ
チクロツク信号S8を遅延させてなる遅延ラツチク
ロツク信号S81の例えば立上りによつて対応する
回転検出信号DT11，DT12，DT13，DT14のデー
タをラツチする。
かくしてラツチ回路５４Ａ及び５３Ａ，５４Ｂ
及び５３Ｂ，５４Ｃ及び５３Ｃ，５４Ｄ及び５３
ＤにラツチされたデータAa及びAd，Ba及びBd，
Ca及びCd，Da及びDdは演算器５７Ａ，５７Ｂ，
５７Ｃ，５７Ｄにおいて差の絶対値の演算に供さ
れ、その演算出力AM（＝｜Aa−Ad｜），BM（｜Ba
−Bd｜），CM（＝｜Ca−Cd），DM（＝｜Da−Dd｜）
が最大値検出回路５８に与えられる。
及び５３Ｂ，５４Ｃ及び５３Ｃ，５４Ｄ及び５３
ＤにラツチされたデータAa及びAd，Ba及びBd，
Ca及びCd，Da及びDdは演算器５７Ａ，５７Ｂ，
５７Ｃ，５７Ｄにおいて差の絶対値の演算に供さ
れ、その演算出力AM（＝｜Aa−Ad｜），BM（｜Ba
−Bd｜），CM（＝｜Ca−Cd），DM（＝｜Da−Dd｜）
が最大値検出回路５８に与えられる。
このようにして最大値検出回路５８において選
択される演算出力AM〜DMのうちの最大のもの
は、回転検出信号DT11〜DT14のうち各サンプル
時間において最も傾斜が大きいものを表わしてお
り、第７図の場合と比較してさらに一段と０点を
横切る時点に近接した時点でのレベル変化量を検
出できることを意味し、従つて第７図の場合と比
較して一段と高い精度で速度の検出をなし得る。
択される演算出力AM〜DMのうちの最大のもの
は、回転検出信号DT11〜DT14のうち各サンプル
時間において最も傾斜が大きいものを表わしてお
り、第７図の場合と比較してさらに一段と０点を
横切る時点に近接した時点でのレベル変化量を検
出できることを意味し、従つて第７図の場合と比
較して一段と高い精度で速度の検出をなし得る。
なお上述においては回転検出信号として正弦波
形を用いた場合について述べたがこれに代え、三
角波形を用いるようにしても良い。この場合は第
４図〜第８図の実施例のように互いに90゜の角間
隔を保つように回転検出素子４Ａ及び４Ｂを配設
することによつて精度の高い速度検出を実現でき
る。因みに回転検出素子としてDMEを適用する
場合は回転マグネツト板５の着磁パターンを選定
することによつて出力波形を必要に応じて三角波
形等に変更できる。これに対して正弦波形を用い
る場合は第９図の実施例の場合のように検出素子
数を増やせば精度を高めることができる。
形を用いた場合について述べたがこれに代え、三
角波形を用いるようにしても良い。この場合は第
４図〜第８図の実施例のように互いに90゜の角間
隔を保つように回転検出素子４Ａ及び４Ｂを配設
することによつて精度の高い速度検出を実現でき
る。因みに回転検出素子としてDMEを適用する
場合は回転マグネツト板５の着磁パターンを選定
することによつて出力波形を必要に応じて三角波
形等に変更できる。これに対して正弦波形を用い
る場合は第９図の実施例の場合のように検出素子
数を増やせば精度を高めることができる。
以上のように本発明によれば、所定の時間の前
後における回転検出信号のレベル変化に基づいて
速度を検出するようにしたので、必要に応じて任
意の時点で高速応答性良く回転体の速度を検出す
るようにしたので、必要に応じて任意の時点で高
速応答性良く回転体の速度を検出することがで
き、従つて停止直前の回転体の速度を含めて低速
領域の速度を確実に検出できる。因みにサンプル
時間は回転検出素子のＳ／Ｎ限界まで細かく設定
でき、かなりの高速応答が期待できる。従つて直
流モータを用いて回転体を微小角度にまで高速か
つ滑らかに速度制御しようとする場合本発明を適
用すれば、かかる速度制御を容易に実現できる。
後における回転検出信号のレベル変化に基づいて
速度を検出するようにしたので、必要に応じて任
意の時点で高速応答性良く回転体の速度を検出す
るようにしたので、必要に応じて任意の時点で高
速応答性良く回転体の速度を検出することがで
き、従つて停止直前の回転体の速度を含めて低速
領域の速度を確実に検出できる。因みにサンプル
時間は回転検出素子のＳ／Ｎ限界まで細かく設定
でき、かなりの高速応答が期待できる。従つて直
流モータを用いて回転体を微小角度にまで高速か
つ滑らかに速度制御しようとする場合本発明を適
用すれば、かかる速度制御を容易に実現できる。
第１図は従来の回転速度検出装置の説明に供す
る信号波形図、第２図及び第３図は本発明の動作
原理を示す信号波形図、第４図は本発明による回
転速度検出装置の第１の実施例を示す接続図、第
５図は本発明の第２の実施例を示すブロツク図、
第６図はその動作の説明に供する信号波形図、第
７図、第８図、第９図は本発明の第３、第４、第
５の実施例を示すブロツク図である。 １……速度検出装置、２Ａ，２Ｂ……レベル変
化量検出回路、３……速度検出信号出力回路、４
Ａ，４Ｂ，５１Ａ〜５１Ｄ……回転検出素子、５
……回転マグネツト板、６Ａ，６Ｂ，２２Ａ，２
２Ｂ……減算回路、８Ａ，８Ｂ……遅延回路、１
２……反転増幅器、１５Ａ，１５Ｂ，１６Ａ，１
６Ｂ……サンプルホールド回路、１７，２０……
サンプルパルス形成回路、１８……サンプルパル
ス発振器、１９……遅延回路、２３Ａ，２３Ｂ…
…絶対値増幅回路、２４……選択スイツチ回路、
２５……スイツチ制御回路。
る信号波形図、第２図及び第３図は本発明の動作
原理を示す信号波形図、第４図は本発明による回
転速度検出装置の第１の実施例を示す接続図、第
５図は本発明の第２の実施例を示すブロツク図、
第６図はその動作の説明に供する信号波形図、第
７図、第８図、第９図は本発明の第３、第４、第
５の実施例を示すブロツク図である。 １……速度検出装置、２Ａ，２Ｂ……レベル変
化量検出回路、３……速度検出信号出力回路、４
Ａ，４Ｂ，５１Ａ〜５１Ｄ……回転検出素子、５
……回転マグネツト板、６Ａ，６Ｂ，２２Ａ，２
２Ｂ……減算回路、８Ａ，８Ｂ……遅延回路、１
２……反転増幅器、１５Ａ，１５Ｂ，１６Ａ，１
６Ｂ……サンプルホールド回路、１７，２０……
サンプルパルス形成回路、１８……サンプルパル
ス発振器、１９……遅延回路、２３Ａ，２３Ｂ…
…絶対値増幅回路、２４……選択スイツチ回路、
２５……スイツチ制御回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 回転体に対して第１の位置に設けられ、上記
回転体の回転数に応じた周波数を有し、少なくと
も正弦波形状を呈する第１の回転検出信号を出力
する第１の回転検出素子と、 上記回転体に対して上記第１の位置とは異なる
第２の位置に設けられ、上記第１の回転検出信号
と同じ周波数と形状を有すると共に、上記第１の
回転検出信号に対して位相が所定量だけ異なる第
２の回転検出信号を出力する第２の回転検出素子
と を具えると共に、さらに 上記第１及び第２の回転検出信号のそれぞれに
ついて、所定時間の前後の時点におけるレベルを
抽出して当該各抽出レベルの変化量をそれぞれ検
出するレベル変化量検出手段と、 上記レベル変化量検出手段によつて検出された
上記各変化量のうちの大きい方の変化量に基づい
て上記回転体の回転速度を示す信号を出力する速
度検出信号出力手段と を具えることを特徴とする回転速度検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23432782A JPS59116050A (ja) | 1982-12-23 | 1982-12-23 | 回転速度検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23432782A JPS59116050A (ja) | 1982-12-23 | 1982-12-23 | 回転速度検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59116050A JPS59116050A (ja) | 1984-07-04 |
| JPH0437386B2 true JPH0437386B2 (ja) | 1992-06-19 |
Family
ID=16969261
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23432782A Granted JPS59116050A (ja) | 1982-12-23 | 1982-12-23 | 回転速度検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59116050A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61115971U (ja) * | 1984-12-29 | 1986-07-22 | ||
| JP2733949B2 (ja) * | 1988-04-07 | 1998-03-30 | ソニー株式会社 | 回転速度検出装置 |
| JP2007330438A (ja) * | 2006-06-14 | 2007-12-27 | Miyata Ind Co Ltd | 燃焼試験場用二酸化炭素消火方法およびその設備 |
-
1982
- 1982-12-23 JP JP23432782A patent/JPS59116050A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59116050A (ja) | 1984-07-04 |
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