JPH0440956B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は誘導電動機の制御装置、特に高応答ト
ルク制御可能なベクトル制御される誘導電動機の
制御装置に関する。

〔発明の背景〕

誘導電動機を高応答に制御する方法として１次
電流の磁束軸と同一方向成分（励磁電流）とそれ
と直交する成分（トルク電流）に分解し、それぞ
れを別個に制御するベクトル制御がある。

ベクトル制御を高精度に行うため、本出願人は
先に１次電流の励磁電流とトルク電流を直流量と
して検出し、各々の成分の指令値と実際値の偏差
からインバータを制御する方法を特開昭57−
199489号として提案している。

しかしながら、この方法によつて高応答のトル
ク制御を行う場合、高速度領域で特に高精度のト
ルク制御を行うとき、次のような問題を生じる。
励磁電流に変動が生じるとトルク電流と同方向の
電圧成分であるトルク電圧成分に変動が起き、こ
れがトルク電流に変動を与える。何如ならば、励
磁電流と１次周波数の積はトルク電圧成分にほぼ
一致するトルク電圧成分を与えるので、速度が高
い程、励磁電流がトルク電圧成分に与える影響は
無視できなくなるからで、励磁電流が変動する
と、トルク電圧成分が変化し、その結果トルク電
流も変化するからである。逆にトルク電流に変動
が生じたときも励磁電流に変動を与える。この結
果として、高応答のトルク制御ができなくなる。

〔発明の目的〕

本発明は上記点に対処してなされたもので、そ
の目的とするところは高速域においても高応答の
トルク制御が行える誘導電動機の制御装置を提供
することにある。

〔発明の概要〕

本発明の特徴は誘導電動機の１次電流の励磁電
流とトルク電流に分解しそれぞれに応じた直流信
号を得、この両成分の直流信号と両成分の指令信
号の偏差が零になるように電力変換器を制御する
際に、励磁電流と１次周波数の積に対応する信号
を磁束と直交するトルク電圧成分の大きさを指令
するトルク電圧成分指令信号に加算するようにし
た点にある。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

第１図において誘導電動機３は交流電源１より
電圧供給をうけるPWMインバータ２によつて駆
動される。PWMインバータ２はトランジスタ等
のスイツチング素子をグレーツ結線し、各スイツ
チング素子にフライホイールダイオードを逆並列
接続した構成になつている。PWMインバータ２
の出力電流は電流検出器１８で検出される。誘導
電動機３には速度検出器４が機械的に直結されて
いる。速度指令回路５の速度指令信号N^*と速度
検出器４の速度検出信号Ｎは加算器６にて図示の
極性で加算され、その偏差ΔNは速度制御回路７
に入力される。速度制御回路７は速度偏差ΔNに
比例して電動機３のトルク電流の大きさを指令す
るトルク電流指令信号I_t ^*を出力する。すべり周
波数演算回路８はトルク電流指令信号I_t ^*を入力
し、信号I_t ^*に応じたすべり周波数指令信号ω_s ^*を
出力する。すべり周波数指令信号ω_s ^*は加算器９
に入力され、加算器９において速度検出信号Ｎと
加算され、１次周波数指令信号ω₁ ^*が出力され
る。加算器９の１次周波数指令信号ω₁ ^*は発振器
１７に入力される。発振器１７は１次周波数指令
信号ω₁ ^*に対応した２相正弦波信号sinω₁ ^*ｔ，
cosω₁ ^*ｔを出力する。２相正弦波信号は電流成
分検出回路１９とベルトル演算回路２０に入力さ
れる。電流検出器１８で検出された電流検出信号
ｉは電流成分検出回路１９に入力され、電流成分
検出回路１９において発振器１７の出力信号に基
づいて励磁電流検出信号I_nとトルク電流検出信号
I_tを求める。励磁電流指令回路１０の励磁電流指
令信号I_n ^*と励磁電流検出信号I_nは加算器１１で
図示の極性で加算され、その偏差ΔI_nは第１電流
制御回路１２に入力される。第１電流制御回路１
２は電流偏差ΔI_nに応じて励磁電流軸方向の電圧
成分の大きさを指令する励磁電圧成分指令信号
V_n ^*を出力する。一方、速度制御回路７のトルク
電流指令信号I_t ^*と（トルク電流）検出信号I_tは加
算器１３で図示の極性で加算され、その偏差ΔI_t
は第２電流制御回路１４に入力される。第２電流
制御回路１４は電流偏差ΔI_tに応じてトルク電流
軸方向（磁束軸の直交方向）の電圧成分の大きさ
を指令するトルク電圧成分指令信号V_t ^*を出力す
る。トルク電圧成分指令信号V_t ^*は加算器１６に
出力される。また、１次周波数指令信号ω₁ ^*と励
磁電流検出信号I_nを掛算器１５で掛算し、その掛
算値も加算器１６に入力される。加算器１６はト
ルク電圧成分指令信号V_t ^*と、１次周波数指令信
号ω₁ ^*と励磁電流検出信号I_nとの積に比例した信
号（２次誘起電圧に相当する）V₂の和の信号V_t0
^＊を出力する。信号V_t0 ^*は修正トルク電圧成分指
令信号V_t0 ^*となる。励磁電圧成分指令信号V_n ^*と
修正トルク電圧成分指令信号V_t0 ^*はベクトル演算
回路２０に入力されるベクトル演算回路２０は両
電圧成分指令信号V_n ^*とV_t ^*のベクトル加算を発
振器１７の２相正弦波信号に基づいて行い、３相
の交流電圧指令信号（瞬時値）v^*を出力する。
ベクトル演算回路２０の交流電圧指令信号v^*は
PWMインバータ２に入力される。

次に、その動作を説明する。

速度制御回路７は速度偏差ΔNに応じて誘導電
動機３のトクル電流の大きさを指令するトルク電
流指令信号I_t ^*を出力する。すべり周波数指令信
号ω_s ^*とトルク電流指令信号I_t ^*には次式の関係が
ある。

ω_s ^*＝１／T₂I_n ^*I_t ^* ……(1) ここで、T₂は誘導電動機３の２次時定数（＝
l_n＋l₂／r₂）で、l_n：励磁インダクタンス、l₂：２次 もれインダクタンス、r₂：２次回路である。

(1)式から明らかなように、励磁電流指令信号I_n
^＊が一定であればすべり周波数指令信号ω_s ^*はト
ルク電流指令信号I_t ^*に比例する。すべり周波数
演算回路８は(1)式の演算を行いすべり周波数指令
信号ω_s ^*を出力する。加算器９では(2)式 ω₁ ^*＝ω_s ^*＋Ｎ ……(2) の演算を行つて、１次周波数指令信号ω₁ ^*を出力
する。なお、(2)式において、信号ω₁ ^*，ω_s ^*は誘
導電動機３の１次角周波数とすべり角周波数であ
り、速度検出信号Ｎは回転角周波数を表わしてい
る。発振器１７は１次周波数指令信号ω₁ ^*に応じ
た周波数の２相正弦波信号sinω₁ ^*ｔ，csω₁ ^*ｔを
出力する。

第２図に発振器１７の一例構成図を示す。

１次周波数指令信号ω₁ ^*は絶対値回路１０１に
入力される。Ｖ／Ｆコンバータ１０２は絶対値回
路１０１の出力信号を入力し、入力信号に比例し
たパルス例の信号を出力する。また、１次周波数
指令信号ω₁ ^*は極性判別回路１０３にも入力さ
れ、その符号を判別させる。アツプダウンカウン
タ１０４は極性判別回路１０３の出力信号に応じ
てＶ／Ｆコンバータ１０２のパルス例をアツプカ
ウントするかダウンカウントするかを決定する。
カウンタ１０４のカウント値は位相ω₁ ^*ｔに対応
し、ROM１０５，１０６の所定アドレスに入力
される。ROM１０５からは正弦波信号に対応す
るデイジタル信号S_s（＝sinω₁ ^*ｔ）が出力され、
またROM１０６から余弦波信号に対応するデイ
ジタル信号S_e（＝cosω₁ ^*ｔ）が出力される。デイ
ジタル信号S_s，S_eは電流成分検出回路１９とベク
トル演算回路２０にそれぞれ入力される。

第３図に電流成分検出回路１９の一例構成図を
示す。電流検出器１８の電流検出信号ｉのＵ相、
Ｖ相の電流をi_u，i_vとすると、 i_u＝Isin（ω₁t＋θ） i_v＝Isin（ω₁t−２／３π＋θ） ……(3) のように表わされる。(3)式において、Ｉは電流の
大きさ、θは発振器１７の出力信号S_sと電流検出
信号i_uの位相差である。電流検出信号i_u，i_vは第
３図に示すように１，１／√２，２／√３の重み
係数を有する係数器１０７，１０８，１０９およ
び加算器１１０によつて２相の電流検出信号i〓，
i〓に変換される。その演算は(4)式のようになる。

i〓＝i_u＝Isin（ω₁t＋θ） i〓＝１／√３i_u＋２／√３i_v＝−Icos（ω₁t＋θ） ……(4) 電流検出信号i〓，i〓と正弦波信号S_s，S_eはＤ／
Ａ変換器１１１，１１２，１１３，１１４で図示
のように掛け合わせられた後に加算器１１５，１
１６で図示の極性で加算される。電流成分検出回
路１９によつて(5)式の演算が行われる。

I_n＝i〓S_s−i〓S_e I_t＝i〓S_s−i〓S_e ……(5) (5)式に(4)式を代入して整理すると次式のように
なる。

I_n＝Icomθ I_t＝Isinθ ……(6) (6)式から明らかなように電流検出信号ｉの励磁
電流成分I_nとトルク電流成分I_tが直流量で検出さ
れる。

第１図に戻り、第１電流制御回路１２は励磁電
流指令信号I_n ^*と励磁電流検出信号I_nの電流偏差
ΔI_nに応じた励磁電圧成分指令信号V_n ^*を出力し、
また、第２電流制御回路１４はトルク電流指令信
号I_t ^*とトルク電流検出信号I_tの電流偏差ΔI_tに応
じてトルク電圧成分指令信号V_t ^*を出力する。

ところで、誘導電動機３に加えられる１次電圧
Ｖと励磁電圧V_nおよびトルク電圧V_t、１次電流
Ｉと励磁電流I_nおよびトルク電流I_tの関係をベク
トル図で示すと第４図のようになる。同図ａは速
度が高いとき、ｂは速度が低いときを示す。第４
図からわかるように、励磁電流I_nとトルク電流I_t
の関係が同じであつても電圧は速度によつて異な
り、さらにトルク電流I_tと同方向のトルク電圧V_t
は速度によつて大きく異なることがわかる。トル
ク電圧V_tは(7)式のように表わされる。

V_t∝I_n×ω₁ ……(7) 第１図においてはトルク電圧成分指令信号V_t ^*
に、励磁電流検出信号I_nと１次周波数指令信号
ω₁ ^*を掛け合せた信号V₂を加算して修正トルク電
圧成分指令信号V_t0 ^*を得ている。このように、速
度によつて大きく変化する信号V₂を利用して信
号V_t0 ^*を得ているので、トルク電流I_tに何らの影
響を与えずに励磁電流検出信号I_nおよび１次周波
数指令信号ω₁ ^*の大きさに対応させた値の修正ト
ルク電圧指令信号V_t0 ^*を得ることが出来る。な
お、励磁電流検出信号I_nの代わりに指令信号I_n ^*
あるいは第４図に示す磁束φの大きさに比例する
信号を用いてもよく、また、１次周波数指令信号
ω₁ ^*の代わりに速度検出信号Ｎを用いることもで
きる。さらに、励磁電流検出信号I_nが一定ならば
掛算器１５に代わつて係数器を用い、信号ω₁ ^*ま
たはＮに比例した信号を加算器１６に入力するよ
うにしてもよい。

このようにして励磁電圧成分指令信号V_n ^*と修
正トルク電圧成分指令信号V_t0 ^*が得られると、ベ
クトル演算回路２０は次のようにして３相の交流
電圧指令信号v^*を出力する。

第５図にベクトル演算回路２０の一例構成図を
示す。信号V_n ^*，V_t ^*，S_s，S_eは掛算器として動
作するＤ／Ａ変換器１１７，１１８，１１９，１
２０で入力され、それらの出力は加算器１２１，
１２２で図示のように加算され、２相の交流電圧
指令信号v〓^*，v〓^*を得る。信号v〓^*，v〓^*はＤ／Ａ
変換器１１７〜１２０および加算器１２１，１２
２によつて(8)式の演算を実行する。

v〓^*＝V_n ^*S_s＋V_t ^*S_e v〓^*＝−V_n ^*S_e＋V_t ^*S_s ……(8) (8)式を整理すると(9)式のようになる。

v〓^*＝V^*sin（ω₁ ^*ｔ＋） v〓^*＝−V^*cos（ω₁ ^*ｔ＋） ……(9) このようにして２相の交流電圧指令信号v〓^*，
v〓^*が得られる。

なお、 V_*＝√（_n ^*）²＋（_t ^*）² ……(10) ＝tan^-1（V_t ^*／V_n ^*） ……(11) である。

交流電圧指令信号v〓^*，v〓^*は図示のように１，
１／２，２／√３の重み係数を持つ係数器１２
３，１２４，１２５に入力される。さらに、係数
器１２４，１２５の出力は図示の極性で加算器１
２６，１２７に加えられる。したがつて、３相の
交流電圧指令信号v^*（v_u ^*，v_v ^*，v_w ^*）は次式のよ
うになる。

v_u ^*＝v〓^*＝V^*sin（ω₁ ^*ｔ＋） v_v ^*＝−１／２v〓^*＋２／√３v〓^* ＝V^*sin（ω₁ ^*ｔ−２／３π＋） v_w ^*＝−１／２v〓^*−２／√３v〓^* ＝V^*sin（ω₁ ^*ｔ−４／３π＋） ……(12) 交流電圧指令信号v^*はPWMインバータ２の出
力電圧に比例し、信号v^*に応じてPWMインバー
タ２のスイツチング素子がオン、オフされる。イ
ンバータ２の出力電圧（相電圧）は交流電圧指令
v^*に比例するようになる。

以上のようにして制御して、誘導電動機３の回
転速度は速度指令信号N^*に比例するように制御
される。このとき、回転速度Ｎによつて大きく変
化する修正トルク電圧成分指令信号V_t0 ^*は(7)式の
演算を行う掛算器１５の出力信号V₂によつてほ
ぼ決められる。電流制御回路１２，１４ではそれ
ぞれ電流成分I_n，I_tの偏差を補正する動作だけを
行えばよいので、トルク電流I_tの変動はトルク電
圧成分V_tに影響を与えず、励磁電流I_nの変動がそ
れによつて変わるトルク電圧成分V_tに影響を与
えるようになる。したがつて、広い速度範囲にわ
たり安定な速度制御を行うことができる。

第６図に従来方法と本発明による動作特性を示
す。第６図ａは従来方法によるトルク電流指令信
号I_t ^*の変化時における応答波形図で、同図ｂは
本発明によるトルク電流指令信号I_t ^*の変化時に
おける応答波形図を示す。同図かわかるように、
従来方法によれば、トルク電流指令信号I_t ^*の変
化時に励磁電流I_nの振動が生じるが、本発明によ
れば励時電流I_nの振動は生じることがなく、さら
にトルク電流I_tも非振動的に目標値に追従するこ
とがわかる。

第７図に本発明の他の実施例を示す。

第７図において、第１図と同一記号のものは相
当物を示す。第７図の実施例は交流電圧指令信号
V^*を得る手段が第１図の実施例と異なる。電流
制御回路１２の励磁電圧成分指令信号V_n ^*と加算
器１６のトルク電圧成分指令信号V_t ^*はベクトル
加算回路２４に入力される。ベクトル加算回路２
４は(10)式の平方根演算を行い、交流電圧の大きさ
を指令する電圧振幅指令信号V^*を出力する。ベ
クトル加算回路２４の電圧振幅指令信号V^*は電
圧指令演算回路２５に入力される。また、励磁電
圧成分指令信号V_n ^*と修正トルク電圧成分指令信
号V_t0 ^*は割算器２１に入力され、その出力は関数
発生器２２に加えられる。割算器２１と関数発生
器２２では(11)式の逆正接演算を行い、第４図に示
す位相に応じた信号を出力する。１次周波数指
令信号ω₁ ^*と位相信号は発信器２３に入力され
る。

第８図に発振器２３一例構成図を示す。

第８図において、部品番号１０１〜１０６は第
２図と相当物を示す。位相信号はＡ／Ｄ変換器
１２８に入力され、それに対応するデイジタル信
号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１２８とカウンタ
１０４の出力信号はデイジタル加算器１２９に入
力される。加算器１２９では位相とω₁ ^*ｔに対
応するデイジタル信号が加算される。加算器１２
９の出力信号はROM１３０，１３１に入力され
る。ROM１３０，１３１からは２相の正弦波信
号S_s′＝sin（ω₁ ^*＋），S_c′＝cos（ω₁ ^*ｔ＋）に
対応するデイジタル信号が得られる。信号S_s′，
S_c′は電圧指令演算回路２５に入力され、信号
S_s′，S_c′は電流成分検出回路１９に入力される。

第７図に戻り、電圧振幅指令信号V^*と正弦波
信号S_s′，S_c′は電圧指令演算回路２５に入力され
る。電圧指令演算回路２５は電圧振幅指令信号
V^*と正弦波信号S_s′，S_c′を掛け合せ、２相の交
流電圧指令信号v〓^*，v〓^*を得た後に２相−３相変
換をして３相の交流電圧指令信号v^*（v_u ^*，v_v ^*，
v_w ^*）を出力する。交流電圧指令信号v^*はPWM
インバータ２に加えらえる。

第９図に電圧指令演算回路２５の一例構成図を
示す。

電圧振幅指令信号V^*と正弦波信号S_s′，S_c′は
Ｄ／Ａ変換器１３２，１３３に入力され、V^*と
S_s′，S_c′が掛算される。Ｄ／Ａ変換器１３２，１
３３の出力信号は２相の交流電圧指令信号v〓^*，
v〓^*となる。交流電圧指令信号v〓^*，v〓^*は重み係
数がそれぞれ１，１／２，２／√３の係数器１３
４，１３５，１３６に図示のように入力される。
係数器１３５，１３６の出力は図示の極性で加算
器１３７，１３８に入力される。このようにして
３相の交流電圧指令信号v^*（v_u ^*，v_v ^*，v_w ^*）が得
られる。

第７図の実施例においても第１図と同様な動作
が行われ、第６図に示すような効果が得られる。
また、第７図の実施例は電圧指令信号v^*を得る
際に電圧の大きさと位相を分離して演算するの
で、マイクロコンピユータを用いたデイジタル構
成によつてプラグラムで制御するのに適する。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば回転速度
により大幅に変化するトルク電流軸のトルク電圧
成分指令信号を、回転速度と励磁速度の積によつ
てほぼ確立させるので、広い速度範囲にわたつて
安定に、かつ高応答のトルク制御を行うことがで
きる。

また、上述の実施例では電力変換器として
PWMインバータを用いる場合について示した
が、電流形インバータやサイクロコンバータを用
いる場合にも適用できる。さらに、上述の実施例
ではアナログ構成のものを示したが、マイクロコ
ンピユータを用いてデイジタル制御する場合にも
本発明を適用できるのは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図、第３図はそれぞれ第１図における発振器また
は電流成分検出回路の一例詳細構成図、第４図は
第１図の動作説明用ベクトル図、第５図は第１図
におけるベクトル演算回路の一例詳細構成図、第
６図は本発明の効果を説明するための特性図、第
７図は本発明の他の実施例を示す構成図、第８図
第９図はそれぞれ第７図における発振器または電
圧指令演算回路の一例を示す構成図である。 ２……PWMインバータ、３……誘導電動機、
７……速度制御回路、８……すべり周波数演算回
路、９……加算器、１０……励磁電流指令回路、
１２，１４……電流制御回路、１５……掛算器、
１６……加算器、１７……発振器、１９……電流
成分検出回路、２０……ベクトル演算回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電力変換器により駆動される誘導電動機と、
   速度指令値と速度実際値を比較して前記誘導電動
   機のトルク電流の大きさを指令する速度制御手段
   と、前記トルク電流に対応したすべり周波数を求
   めるすべり周波数演算手段と、該すべり周波数演
   算手段のすべり周波数と回転周波数の和から１次
   周波数指令値を求める周波数指令手段と、前記誘
   導電動機の励磁電流の大きさを指令する励磁電流
   指令手段と、前記誘導電動機の１次電流を検出
   し、そのトルク電流と励磁電流の大きさに比例し
   た直流信号を出力する電流成分検出手段と、前記
   電流成分検出手段で演算した励磁電流実際値と前
   記励磁電流指令値を比較し励磁電圧成分指令値を
   出力する第１電流制御手段と、前記トルク電流実
   際値と前記トルク電流指令値を比較しトルクで電
   圧成分指令値を出力する第２電流制御手段と、前
   記誘導電動機の２次誘起電圧に相当する電圧演算
   手段とを具備し、前記トルク電圧成分指令値と前
   記電圧演算手段の出力を加算して修正トルク電圧
   成分指令値を求め、この修正トルク電圧成分指令
   値に基づき１次電圧のトルクの電圧成分の大きさ
   を制御するようにしたことを特徴とする誘導電動
   機の制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、２次誘起電
   圧に相当する電圧演算手段が、前記励磁電流実際
   値もしくは励磁電流指令値と１次周波数演算値と
   の積から求めたことを特徴とする誘導電動機の制
   御装置。 ３ 特許請求の範囲第１項において、２次誘起電
   圧に相当する電圧演算手段が、誘導電動機の主磁
   束と１次周波数演算値との積から求めたことを特
   徴とする誘導電動機の制御装置。