JPH0441439Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、例えば化学プラントの制御系におい
て、被測定物理量を電気的手段により検出してそ
の測定信号を遠隔地にある信号処理部等に送出す
る場合などに用いられるフイールド装置に関す
る。

〔従来の技術〕

一般に各種発信器や分析計等に使用される変換
素子（センサ）は、時間の経過や環境の変化に伴
つてドリフトを起こすため、一定時間ごとに零点
補償を行なう必要がある。この場合、アナログ的
に積分器等を用いてフイードバツクループを作
り、コンデンサに電荷をためて補償する方法など
も考えられるが、リーク電流等のため、長時間の
補償には向かない。すなわち、例えばガスクロマ
トグラフ等の分析計では１回の分析周期が数分か
ら数十分にもなる。

したがつて、従来は人間が可変抵抗等を用いて
出力を見ながら調整する方法がとられている。

〔考案が解決しようとする問題点〕

この方法は、調整量を自由に変化させて速やか
に、かつ確実に目的の補償が行なえる利点がある
ものの、一般にフイールドのデータを計測するシ
ステムでは検出端は中央のパネル室から遠隔の各
現場に配置されているため、調整用機器をもつて
わざわざ出向く煩わしさがあつた。

〔問題点を解決するための手段〕

このような問題点を解決するために、本考案
は、第１図に示すように被測定物理量に対応した
電気信号をパネル室等の負荷１０に出力する検出
回路１の出力値と零値とを比較器２で比較してそ
の出力でアツプダウンカウンタ３の増減し、この
カウンタの計数値をデイジタル−アナログ変換回
路４により変換して変換素子の零調整用信号とし
て検出回路１に送出するようにし、かつ上記出力
値と零値とのずれ量に応じて上記零調整用信号の
変化周期または単位変化幅を調整する変化量調整
回路５を設けたものである。

〔作用〕

零調整必要時には、カウンタにクロツク信号
CLOCKを与えれば、その入力ごとに出力の極性
により計数値は増減し、その結果出力値は零値に
向かつて変化し最終的にはデイジタル−アナログ
変換回路の出力の１ビツト相当分以下の精度で零
調整されるが、ずれ量に応じてクロツク信号の周
期またはデイジタル−アナログ変換回路の変換率
を調整し、ずれ量が大きいときには単位時間当り
の変化量が大きく、ずれ量が小さくなつたときに
は小さくなるようにすれば、速やかにかつ確実に
上記精度に収束させることができる。

〔実施例〕

第２図は検出回路１の構成例を示す。図上省略
したが、本実施例では検出回路は比較側（基準
側）と測定側（サンプル側）の両変換素子を有
し、周知の回路構成、例えばブリツジ回路により
上記両変化素子から得られる第１および第２の検
出入力電圧の差電圧を得る構成をとつており、第
２図に示した回路により、この差電圧を増幅する
とともに電流信号Ｉに変換して送出する。

第２図において、１１〜１４は演算増幅器、１
５〜２２はそれぞれ図中に示した抵抗値を有する
抵抗、２３，２４は手動零調整時に調整方向を示
す発光ダイオード、２５，２６は演算増幅器１３
の出力を増幅するトランジスタ、２７，２８は各
発光ダイオードと＋Ｖ電源、−Ｖ電源間に挿入し
た抵抗である。第１および第２の演算増幅器１
１，１２の非反転入力端子と共通端子間に例えば
基準側とサンプル側の変換素子からの検出出力と
して第１および第２の入力電圧e₁，e₂が印加され
ると、出力E₁，E₂の間にはよく知られているよ
うに(1)式が成立する。

E₂−E₁＝（１−２R₁／R₂）（e₂−e₁） …(1) 今、第３の演算増幅器１３の入力端子電圧をes
とすると、負荷１０の抵抗値をR_Lとして、反転
入力端子側、非反転入力端子側でそれぞれ 〔−〕側E₂−es／R₃＝es−（R_L＋ｒ）Ｉ／R₄ …(2) 〔＋〕側E₁−es／R₃＝es−R_LＩ／R₄ …(3) の両式が成立し、これより E₂−E₁／R₃＝−rI／R₄ となつて、次式が成立する。

Ｉ＝１／ｒ・R₄／R₃（E₁−E₂） ＝１／ｒ・R₄／R₃（１＋２R₁／R₂ ）（e₁−e₂
） …(4) (4)式から、出力電流Ｉは入力電圧の差（e₁−
e₂）に比例しており、同相電圧の影響は全く受け
ていない。すなわち、第２図の回路は、差動の電
流出力形増幅器を構成する。従来、フイールド装
置では、検出出力を信号処理部までの線路抵抗を
見越してある程度増幅してから送出するが、その
際、一般に電圧信号より電流信号の方がノイズに
強いことから電圧・電流変換器を設けるなどして
電流信号に変換していたが、第２図の回路によ
り、両者の機能を簡単な構成で実現できる。

ここで、零調整が必要となつた場合、本検出回
路では、両発光ダイオード２３，２４がともに消
灯するように例えばブリツジバランス用のボリユ
ウムのつまみを回転させるのみできわめて簡単に
手動調整が行なえるが、第４の演算増幅器１４の
出力である端子２９の信号を利用して、自動零調
整を行なうことができる。すなわち、この端子２
９の信号電圧V_Aは演算増幅器１４の非反転入力
と同一レベルで、次式で表わされる。

V_A＝IR_L ……(5) したがつて、V_A＝０となるようにしてやれば、
Ｉ＝０、つまり零調整が行なえる。

これを、本考案では第３図に示す構成で行な
う。すなわち、上記出力を第５の演算増幅器から
なる比較器２の一入力とし、他の入力を共通端子
（零電位）に接続してその出力でアツプダウンカ
ウンタ３のアツプ／ダウンを制御する。つまり、
出力電流Ｉの極性により、例えばそれが正ならば
クロツクパルスの到来ごとにカウンタ３はその計
数値を「１」ずつインクリメントし、負ならば逆
に「１」ずつデクリメントする。これに対しデイ
ジタル−アナログ変換回路４はこの計数値を所定
の変換率でアナログ信号に変換し、零調整用信号
として検出回路１に送出する。したがつて、零調
整を行なう場合には、このフイールド装置が測定
動作中でないときをみはからつてパネル室側から
クロツクパネルを送出してやれば、出力電流Ｉは
零値に向かつて変化し、最終的にはデイジタル−
アナログ変換回路４の出力Ｄ／A_putの１ビツト相
当分以下の精度に納まる。

第４図に、本実施例をガスクロクトグラフに応
用した場合の具体的構成例を示す。図中１０１Ｓ
がサンプル側変換素子、１０１Ｒが基準側変換素
子、１０２がブリツジバランス用のボリユームで
V_S−V_rが第２図のe₂−e₁に相当する。零調整時
には、パネル室側から図示のような矩形交番波形
を送出し、フオトカプラ１０３を介して「０」
「１」のクロツクパルスをカウンタ３に供給する。
一方、デイジタル−アナログ変換回路４のＤ／
A_OUT出力は基準側変換素子１０１Ｒに流れる電
流値を変化させ、当該変換素子の経時変化による
誤差を補正し零調整が行なわれる。

ところで、一般に変換素子は固有の時定数を有
しており、その時定数以上のスピードの入力変化
に対しては追従できない。このため、上記構成に
おいて、クロツク入力の周期、つまり零調整信号
の変化周期が上記変換素子の時定数に比較して著
しく小さい場合には、過補償動作を繰り返し、い
つまでも収束しない事態が生じ得る。上記時定数
より十分に遅い速度で変化を与えていけば、確実
に補償することができるが、それでは調整完了ま
でに長時間を要する。

そこで、本実施例では、第５図に示すように、
デイジタル−アナログ変換回路４を、それぞれカ
ウンタ３の計数値をアナログ信号に変換する変換
器４１と変換器４２との並列回路で構成するとと
もに、変化量調整回路５として検出回路１の出力
に対応するV_A信号を第１の基準電圧−E_Sと比較
する比較器５１および第２の基準電圧＋E_Sと比較
する比較器５２との並列回路を設けている。

上記構成において、検出回路１の出力側の零値
からのずれ幅、つまりV_A信号が大きい間は、変
換器４１と変換器４２の出力を加算器４３で加算
した信号が零調整用信号として検出回路１に送出
され、その出力は零値に向かつて急速に接近して
行くが、上記ずれ幅が一定幅±E_S以内になると、
変化量調整回路５から変換器４１の出力を禁止す
る信号が送出される。その結果、変換器４１と４
２の変換率が同一であれば、零調整用信号の単位
変化幅は1/2に減少し、その変化は緩やかなもの
となつて、過補償が防止される。なお、クロツク
入力がある間は、いつたん出力電流が零になつた
後もＤ／A_OUTは変化するが、その方向は比較器
２の出力、つまり出力電流Ｉの極性によつて決ま
るため、クロツク入力が継続していてもＤ／
A_OUTは１ビツト（LSB）が変化するのみで、Ｉ
が零点から大きく外れて行つてしまうことはな
い。

したがつて、零調整時にはデイジタル−アナロ
グ変換回路４のビツト数に相当するクロツクパル
スを与えてやれば、必ず、出力電流Ｉの零調整が
行なえることとなるが、本実施例では、カウンタ
３にプリセツト入力端子を設け、電源投入時に、
デイジタル−アナログ変換回路４の出力の半分に
相当するプリセツト値がセツトされるように構成
して調整時間の短縮をはかつている。プリセツト
値の設定は、プリセツト設定回路６により行な
い、カウンタ３へのロードは、パネル室側からの
制御信号により行なう。

クロツク信号の入力がない間は、カウンタ３は
最終の計数値をホールドし、デイジタル−アナロ
グ変換回路４もその出力を一定に保つ。

なお、クロツク信号はパネル室側から直接与え
る代りに、フイールド装置に内蔵したクロツク発
振回路から発生するようにしてもよいが、微弱な
測定信号を増幅する場合、測定中にクロツク信号
のような変化を繰り返す信号源は近くに無い方が
望ましいため、後者の方式をとる場合でも、クロ
ツク発振回路は、パネル室からの指令により零調
整時のみ動作させるようにする。

上述した実施例は、検出回路１の出力値と零値
とのずれ幅に応じて零調整用信号の単位変化幅を
調整した例であるが、このように単位変化幅を変
える代りに、変化の周期を調整してもよい。第６
図にその一例を示す。

第６図において、変化量調整回路５は、電圧入
力をその大きさに応じた周波数のパルス信号に変
換して出力する電圧−周波数変換回路５３からな
り、V_A信号を入力として出力をカウンタ３のク
ロツク入力として与える。したがつて、検出回路
１の出力値の零値からのずれ幅が大きいときには
クロツク信号の周期が小さく、カウンタ３の計数
値は速い速度で変化して、検出回路１の出力は零
値に急速に近づくが、ずれ幅が小さくなるにつれ
てクロツク信号の周期は大きく、カウンタ３の計
数値の変化速度が小さくなるため、過補償が防止
される。なお、７は自動零調整スイツチで、パネ
ル室からの制御信号によりこのスイツチ７を閉成
したときにのみ、カウンタ３にクロツク信号が送
出され零調整が行なわれる。

もちろん、このような専用の回路を用いる代り
に、近年計測制御の分野できわめて広範に利用さ
れている周知のCPUを用い、ソフト的に処理し
てもよい。第７図にその一例を示す。

第７図において、V_A信号をアナログ−デイジ
タル変換器５４によりデイジタルデータに変換
し、これをCPUを備えたマイクロコンピユータ
等の制御回路５５で監視し、予め定めた値以下に
なれば、制御信号を送出して例えばデイジタル−
アナログ変換回路４の変換率をより小さいものに
変化させる。

以下、零調整用信号の変化周期または単位変化
幅を２段階設定して切換える場合について説明し
たが、変化量をより細かく調整する方式をとつて
もよいことはいうまでもない。

〔考案の効果〕

以上説明したように、本考案によれば、出力値
を零値と比較してその出力でアツプダウンカウン
タの計数値を増減し、この計数値をアナログ信号
に変換して零調整信号として検出回路に送出する
ようにしたことにより、遠隔の信号処理部からの
零調整が可能になるとともに、出力値の零値から
のずれ幅を監視しそれに応じて零調整用信号の変
化周期または単位変化幅を調整するようにしたこ
とにより、速やかにかつ過補償を防止して確実に
零調整することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の基本構成を示すブロツク図、
第２図は検出回路の構成例を示す回路図、第３図
は自動零調整を行なう方法を説明するための図、
第４図はガスクロマトグラフに応用した場合の具
体的構成例を示す回路図、第５図は変化量調整回
路の構成例を示す回路図、第６図および第７図は
それぞれ変化量調整回路の他の構成例を示す回路
図である。 １……検出回路、２……比較器、３……アツプ
ダウンカウンタ、４……デイタル−アナログ変換
回路、５……変化量調整回路、４１，４２……デ
イジタル−アナログ変換器、４３……加算器、５
１，５２……比較器、５３……電圧−周波数変換
回路、５４……アナログ−デイジタル変換器、５
５……CPUを備えた制御回路、１０１Ｓ……サ
ンプル側変換素子、１０１Ｒ……基準側変換素
子。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 所定の物理量を電気量に変換する変換素子を有
   し被測定物理量に対応した電気信号を送出する検
   出回路と、この検出回路の出力値と零値との大小
   を比較する比較器と、クロツク信号の入力ごとに
   上記比較器の出力に応じて計数値を増加または減
   少するアツプダウンカウンタと、このカウンタの
   計数値を所定の変換率でアナログ信号に変換し変
   換素子の零調整用信号として検出回路に送出する
   デイジタル−アナログ変換回路と、検出回路の出
   力値と零値とのずれ幅に応じて上記零調整用信号
   の変化周期または単位変化幅を調整する変化量調
   整回路とを備えたことを特徴とするフイールド装
   置。