JPH0441854B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は伝送された信号から基準信号を抽出
し、この基準信号と伝送信号との比較結果にもと
づきトランスバーサルフイルタのタツプ荷重量を
制御して波形等化作用を行なう自動等化器に係
り、特に波形自動等化作用において系の発散や発
振等の異常動作の発生を防止した自動等化器に関
する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

伝送された信号から周期的な基準信号を抽出
し、この基準信号と伝送信号間の比較を行ないト
ランスバーサルフイルタのタツプ荷重量を制御し
て波形等化を行なう自動等化器の応用例として、
テレビジヨン受像機におけるゴースト除去装置が
知られている（参考文献：村上ほか「デイジタル
化ゴースト自動消去装置」電子通信学会技術研究
報告EMCJ78−37、1978年11月）。

第１図は、従来の自動等化器をテレビジヨン受
像機のゴースト除去装置に適用した例の回路図を
示す。

第１図において、入力ビデオ信号は入力端子１
０に印加され、タツプ利得可変形のトランスバー
サルフイルタ２０で夫々のタツプ付遅延素子２１
に設けた荷重回路２２に対してその荷重量を制御
することにより波形等化された信号を加算器２３
に得る。

タツプ遅延素子２１の各タツプ間の遅延時間
T₁は、ナイキスト間隔を満たすように設定され
ており、入力ビデオ信号の最高周波数の２倍の値
の逆数より小さな値、例えば0.1μSに選ばれてい
る。タツプ２２の総数は、消去するゴーストの遅
れ又は進みの時間幅の設定に応じて定められ、例
えばタツプ総数を100とすれば、10μSの時間幅に
おいて発生するゴースト信号の除去を行ない得
る。

上記各タツプ２２に設けた荷重回路２２は、該
当する遅延信号に対して所定量の荷重による重み
づけを行なう掛算回路であり、上記荷重量はタツ
プ利得と呼ばれている。ここで主タツプに対する
タツプ利得をC_p、前ゴーストに対するタツプ利得
をC_-M〜C_-1、後ゴーストに対するタツプ利得を
C₁−C_Nで表わす。

上記タツプ２２を有するトランスバーサルフイ
ルタ２０のタツプ利得｛C_i｝（C_-M〜C_p〜C_Nの系
列をCiと表わす。）を、適宜制御することによつ
て、入力端子１０におけるゴースト信号成分は、
トランスバーサルフイルタ２０の加算器２３の出
力においては実質的に消去される。上記加算器２
３の出力は、信号切替器５０に加えられ、出力端
子３０にゴースト信号を消去した等化信号を得
る。

このゴースト信号に対する波形等化は、上記タ
ツプ２２のタツプ利得を制御することによりなさ
れるが、タツプ利得の制御をゴースト信号成分が
最小となるようにするアルゴリズムには次に述べ
る最小２乗法、ゼロフオーシング法等があげられ
る。

波形等化作用について述べるに、先ず、入力端
子１０から印加された入力ビデオ信号から、タイ
ミング制御回路４４の制御のもとに、基準信号と
して着目する垂直同期パルス前縁部の所定長を分
離し、これを微分回路４０を経て入力波形｛Xk｝
として入力波形メモリ４１に記憶する。一方、同
時刻におけるトランスバーサルフイルタ２０の出
力に係るビデオ信号を抽出し、微分回路４２およ
び基準波形引算回路４３を経由した後に誤差信号
｛ek｝として誤差信号メモリ４６に記憶する。上
記誤差信号｛ek｝は、上記タイミング回路４４
の制御のもとに基準波形発生回路４５の出力に得
る基準波形｛rk｝と上記微分回路４２の出力信
号である｛yk｝の差分演算を基準波形引算回路
４３で行なうことにより得る。

上記入力波形メモリ４１、誤差信号メモリ４６
に記憶されたサンプル値系列である入力波形
｛xk｝、誤差信号｛ek｝は、タイミング回路４４
による所定タイミングで読み出されて、タツプ利
得修正演算回路４７によつて、 αi＝_Q 〓^K=P xk−ｉ
ek……(1)なる相関演算が行なわれる。ここで
上記において、相関演算範囲〔Ｐ，Ｑ〕は通常、
Ｐ＝2M、Ｑ＝2N程度にとる。(1)式による相関演
算結果は、ｉ番目のタツプ２２に検出されるおお
よそのゴースト信号成分の大きさを示す。

このようにして得た相関演算結果は、タツプ利
得メモリ４８に、各タツプに対応して記憶される
が、その初期値はCo＝１、Ｃ−ｎ〜Ｃ−１＝ｏ、
C₁〜C_N＝ｏである。

上記第(1)式の演算がｉ＝−Ｍ〜Ｎうちの１つの
ｉについて終る毎に、上記タツプ利得メモリ４８
からタツプ利得eiを読み出し、これに対して Ci，new＝Ci，old−αdi ……(2) （αは正の微小値） で表わされる修正を施した後にタツプ利得メモリ
４８を書き込む。この上記第(1)式、第(2)式に従う
演算は、１フイールドの間にすべてのｉに対して
上記タツプ利得修正演算回路４７によつて行なわ
れる。

これらの演算は、例えば新たな基準波形が受信
されるたびに（即ち、１フイールドに１回）繰返
し行なわれる。

上記の演算に従がいタツプ２２に対する利得は
修正が繰返され、出力波形｛yk｝は基準波形
｛rk｝に近づき、最終的に誤差信号｛ek｝は所定
値に収束する。

このとき出力波形｛yk｝は、 Ｅ＝_Q 〓^K=P （yk−rk）²……(3)で定義される残留誤
差を最小にするので、最小２乗法と呼ばれてい
る。

上記第(1)式及び第(2)式に従うアルゴリズムによ
れば、タツプ利得値｛Ci｝は原理的には所定値に
収束するが、実際にはトランスバーサルフイルタ
２０の周波数特性が理想的でないためにタツプ利
得は必ずしも一定値に収束しない。タツプ利得に
対する逐次修正制御開始後、当初のある時間まで
はタツプ利得値は所定量に向かつて変化するが、
時間の経過にともないタツプ利得｛Ci｝は次第に
発散し自動等化器が異常動作を起こす場合があ
る。特に、トランスバーサルフイルタ２０がフイ
ードバツク接続であると出力信号が発振状態とな
り、自動等化器が異常動作を起こす場合がある。

また、タツプ利得修正アルゴリズムを最小２乗
法によらず、上記第(1)式、第(2)式にかえて、 Ci，new＝Ci，old−αei……(4)によつてタツプ
利得を修正する所謂ゼロフオーシングによる場合
にあつても、最小２乗法による場合と同様、発振
等による自動等化作用に異常をきたす。

これらの異常動作に対処すべく、従来は第１図
に示すように、トランスバーサルフイルタ２０の
出力側に異常動作検出回路６０を設けて、自動等
化作用が発振等により異常となつた場合は上記異
常動作検出回路６０でこれを検出する。この異常
動作検出回路６０の検出結果は信号切換器５０を
制御し、異常状態が検出された場合には、出力端
子３０は端子５０から端子５１に切換えられる。
このとき、入力端子１０に加えられたビデオ信号
は出力端子３０に直接導出され波形等化動作は停
止する。

ここで、上記異常動作検出回路６０は、レベル
検出回路６１、レベル判定回路６２より構成され
ており、自動等化作用に異常があるときにはトラ
ンスバーサルフイルタ２０の出力電圧が変動する
ことに鑑みトランスバーサルフイルタ２０の加算
器１１の直流電圧レベルのレベル変化をレベル検
出回路６１で検出し、この検出された直流電圧レ
ベルをレベル判定回路６２で判定して上記信号切
振器５０に対する制御信号を発生する。（このよ
うな異常動作検出方式は例えば特開昭56−69973
号公報「テレビジヨンゴースト除去装置」に記載
されている。） 上述した従来の自動等化器では、トランスバー
サルフイルタ２０の加算器１１の出力を検出して
いるため異常動作の検出に対する検出感度が悪
く、異常動作の検出が遅れるという問題が発生す
る。このため、ゴーストの位相変動に起因し入力
信号での歪よりトランスバーサルフイルタの出力
の歪が大きくなる場合が発生し、しかも波形自動
等化作用が不安定となり当該歪信号がそのまま出
力され、結果的に入力歪信号も更に歪ませた信号
をそのまま出力してしまうことになる。

〔発明の目的〕

この発明は上記の点に鑑みて、自動等化器にお
いて、系の発散や発振等の異常動作の検出を適宜
行ない、入力歪に対し出力歪が大きくなつた場合
にはそれを即座に検出して出力側に過大歪信号が
導出されるのを防ぎ得る自動等化器を提供するこ
とを目的とする。

〔発明の概要〕

この発明では、自動等化器の入力端側の歪、出
力端側の歪を検出し、この検出結果に応じて入力
側に対し出力側歪が相対的に大きくなつたことを
検知して、検知結果に対応してタツプ利得の修正
動作を制御し系が不安定となるのを防止する。

これによつて系が発散するのを防止する。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照しこの発明に係る自動等化器
の実施例について説明する。

第２図は、この発明に係る自動等化器の一実施
例を示す回路図であり前述の第１図に示した構成
と対応する部分については同一符号を付しその説
明を省略する。

第２図において、タツプ２２に対する利得制御
自体は第１図に述べた自動等化器と同様の手段で
制御されるが、自動等化作用に対する異常動作検
出手段及び信号切換器５０に対する制御方法が第
１図に示した従来の自動等化器に比べ異なる。

そこで、第２図に示した自動等化器に対する異
常動作検出手段について述べる。第２図に示す自
動等化器では、その異常動作の検出は、逐次入力
波形｛xk｝と出力波形｛yk｝とを比較する。即
ち比較回路７０では入力信号における垂直同期信
号のパルス前縁部の所定長の長さをもつサンプル
値系列｛xk｝と、トランスバーサルフイルタ２
０の出力信号における垂直同期信号におけるパル
ス前縁部の所定長部分に対するサンプル値系列
｛yk｝の両サンプル値系列を比較回路７０で比較
する。

ここで波形歪量を例えば、サンプル値系列の絶
対値の総和で詳価すると、入力信号の波形歪量は
サンプル値系列のサンプル個数をk₁とすれば_K1 〓ⁱ⁼⁰
｜xi｜で示され、一方トランスバーサルフイルタ
の出力信号の波形歪量は_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi｜で示される。

上記比較回路７０は、上記入出力信号の波形歪
量に対して次式で表される減算を行なう。

U₁＝_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜xi｜−_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi｜＋A₁ ……(5) ここで、定数A₁は信号のＳ／Ｎ、入出力信号
の歪量に対するオフセツト値としての歪量しきい
値である。即ち、上記第(5)式の減算部のみでは、
演算結果の符号が鋭敏に変化するのでA₁なる頃
で定まるしきい値で所定の不感領域を設けてい
る。即ち、_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜xi｜と_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi｜とが、雑音等によ
る影響を抑えて両者の差分結果が有意差をもつも
のとする為定数A₁を加算している。

上記比較回路７０の出力は、信号切換器５０に
対する制御信号を発生する判定回路７１に供給さ
れる。上記第(5)式の値U₁が負になると、この場
合入力信号の歪の方が出力信号の歪より小さいこ
とを示し、トランスバーサルフイルターが自動等
化器として機能しておらず、自動等化器は異常状
態となつている。このとき信号切換器５０には出
力端子３０と端子５１とを接続する制御信号が上
記判定回路７１より出力される。

これとは逆に上記第(5)式による演算結果U₁が
正の値、或は零となつた場合には、トランスバー
サルフイルタ２０の出力の歪は、入力側での歪よ
り小さく、自動等化器は正常に等化作用を行なつ
ており、判定回路７１は自動等化器は正常である
と判定し、上記信号切換器５０に対して出力端子
３０をトランスバーサルフイルタ２０の出力端子
５２側に接続し自動等化動作を継続する。

このように入力波形と出力波形との比較を逐次
的に行なうので、所定の感度をもつて系の異常を
判定できる。なお、異常検出の感度は、上記第(5)
式中の定数項A₁の値を選定することによつて調
節できる。このように入力波形と波形等化を行な
つた後の波形との大小を比較し、比較の結果出力
波形の方が大となるときには、自動波形等化に関
する系が不安定と判定して自動等化動作を停止し
て、上記信号切換器５０を端子５１側に接続し出
力端３０には波形等化処置をしていない原信号を
そのまま導出するようにする。いいかえると、自
動等化の系が不安定であると判定された場合には
波形等化動作を行なわず原信号を出力端に導出す
ることで不安定な信号が導出されるのを防ぐ。

第３図は、上記第２図における比較回路７０及
び判定回路７１の詳細を示す回路図であり、上記
比較回路７０は加減算器１０１、シフトレジスタ
１０２、ラツチ回路１０３，１０４、減算器１０
５、加算器１０６、歪量しきい値発生回路１０８
より構成され、上記加算器１０６の出力端は判定
回路７１を構成する正負判定回路１０７に接続さ
れ、その出力は端子１０９に導出される。

このように構成された上記比較回路７０及び判
定回路７１は、上記第(5)式に示した演算を行な
う。先ず、比較回路７０の入力端子１００に原信
号を微分回路４０で微分した信号が印加され、加
減算器１０１とシフトレジスタ１０２とにより入
力波形に対して_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜xi｜が求まり、この値はラツ
チ回路１０３を介してラツチ回路１０４にラツチ
される。次に、同様にして上記端子１００にトラ
ンスバーサルフイルタ２０の出力を微分回路４２
によつて微分した信号が加わると、加減算器１０
１とシフトレジスタ１０２とにより_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi｜が求
まり、ラツチ回路１０３にラツチされる。ここ
で、上記ラツチ回路１０４にラツチされた値_K1 〓ⁱ⁼⁰
｜xi｜と上記ラツチ１０３にラツチされている値
_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi｜との減算が減算器１０５によつて行なわ
れ_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜xi｜−_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi｜の値を得る。次にこの値に
対して、歪量しきい値発生回路１０８で発生した
値A₁が加算され、上記第(5)式に示したU₁の値を
上記加算器１０６の出力に得る。そして、この演
算結果は判定回路７１の出力端１０９に出力さ
れ、この出力によつて上記信号切換器５０の切換
が制御される。

第４図は、この発明の他の実施例を示す回路図
であり、自動波形等化作用自体は上記第(3)，(4)式
等に従がうアルゴリズムに従つて行なわれる。ま
た、同図において比較器７０は、上記第(5)式によ
る演算により入力端子１０側と出力端子３０側と
の歪量の大小関係を比較する。

この第(5)式による比較演算結果の値U₁が正か
零の場合、次段の判定回路７２は、自動波形等化
動作が正常であると判定し、スイツチ７３の接続
端子７４，７５の夫々は夫々端子７６，７８側に
接続される。即ち、上記比較回路７０の出力が正
又は零であるときには、上述した第(8)式或は第(4)
式に従がう通常のアルゴリズムによつて波形等化
作用が行なわれる。

一方、上記入力側での歪量に対し、出力側での
歪量が大きくなり上記比較回路７０の出力が負の
値となつたときは、判定回路７２は、リーク付タ
ツプ利得修正演算を行なうことで系の発散を防止
する。即ち、系が不安定となつたときは上記タツ
プ利得修正演算回路４７でタツプ利得修正アルゴ
リズムを行なわず、リーク付タツプ付利得修正演
算回路８０によつてタツプ利得修正のための演算
を行なう。

系が不安定であると検出されたときに、上記リ
ーク付タツプ利得修正演算回路８０は、上述した
第(2)式に示すアルゴリズムに代え、 Ci，new＝（１−β）ei，old−αdi（ｉ≠ｏ） Co，new＝１＋（１−β）（Do，old−１）αdo ……(7) Ci，new＝Ci，old−l.SgnCi，old−αdo（ｉ≠ｏ
） Ci，new＝Ci，old−l.SgnCi，old−αdo（ｉ≠ｏ
） Co，new＝Co，old−l.Sgn（Co，old−１）−αdo……(8
) による、タツプ利得修正制御に微少なリーク（第
(7)式におけるβ、または第(8)式に示すｌ）を付加
するリーク付タツプ利得修正演算を行なう。この
場合タツプ利得修正にあたり、新しい修正量を以
前の修正量を用いて決めるという基本的な考えは
上記第(2)式と同様であるが、上記第(7)式、第(8)式
等で示されるリーク付タツプ利得修正では、新し
い修正データを決めるにあたつて、以前のデータ
に所定の減衰係数を掛けて新しい修正データを定
める点が、第(2)式によるタツプ利得修正と異な
る。上記第(7)式、第(8)式で示すリーク係数β，ｌ
を大きくすると、タツプ利得｛Ci｝の増加は抑え
られ、修正量｛Ci）の増加は抑圧される。第(8)式
の場合には、第(7)式で示した比例制御の場合に比
して、修正量の抑圧を離散的に行なう点が異なり
修正動作が過敏に行なわれるのが阻止される。

このように第４図に示す実施例においては、タ
ツプ利得修正演算を上記比較回路７０及び判定回
路７２によつて系が不安定になつたことを検出し
てリーク付タツプ利得修正演算に代えることによ
り、タツプ修正量の変化を抑圧して系の発散を防
ぐ。

なお、系の発散を防ぐためリーク付タツプ利得
修正を行なう例を説明したが、上記判定回路７２
の出力に従がい、系が不安定であることが検出さ
れた場合には、タツプ利得修正演算動作を停止す
るようにしてもよい。

第５図に示す実施例は、系が不安定であるか否
かの判定を出力端子３０側の出力信号のサンプル
値系列｛yk｝に対する波形歪量を時系列的に求
め、その歪量を所定の一定値と比較することによ
つて行ない、その出力で判定回路７１を制御す
る。

即ち、比較回路８１で系が不安定であることの
判別信号を発生すると、判定回路７１は信号切換
器５０を切換え、自動等化等用を行なわない入力
原信号を出力端子３０に導出する。ここで、次系
列的な上記比較回路８１の動作について説明する
と、先ず波形等価動作開始直後の第１フイールド
図での出力端側の波形歪量をＹとする。波形等価
動作直後の第１フイールド目では、タツプ利得修
正動作はまだ行なわれず、入力信号はそのまま出
力端側に現われる。この第１フイールド目におけ
るトランスバーサルフイルタ２０の各タツプに現
われる歪をYi，１とすると、その絶対値の総和 ＹはＹ＝_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi，₁｜……(9)で示される。

また、第１フイールド以降のフイールドに対し
て、上記サンプル値系列の絶対値の和を用いて、
次式で示される。

U₂＝Ｙ−_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi，ｌ｜＋A₂……(10)なる演算
（ｌ＝２，３，４……） 量U₂を求める。（なお，A₂は、前述した歪量しき
い値に相当する。）この演算は比較回路８１にお
いてなされ、演算結果U₂が正又は零であること
によつて系が不安定であることが検出され、この
場合、判定回路７２はスイツチ７３を切換えて、
前述したリーク付タツプ利得修正をトランスバー
サルフイルタに対して行なつて、タツプ利得の増
加を抑えて系の安定を図る。また、上記演算結果
U₂がU₂＞０のときには通常のタツプ利得修正を
行なう。このようにして、上記第(10)式に従がう式
によつて系の安定が図られるが、自動等化動作の
開始後の第ｎフイルドにおける_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi，ｎ｜なる
量を求めてこの値を基準に、第ｎフイールド以降
のｍ（ｍ＞ｎ）サンプル値系列_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi，ｍ｜と比
較して、 U₃＝_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi，ｎ｜−_K1 〓ⁱ⁼⁰ ｜yi，ｍ｜＋A₃ ……（11） なる演算 結果で上記スイツチ４８を制御するようにしても
よい。この場合には第11式の右辺第１項は或る程
度ゴーストが消えたときの出力サンプル値系列和
であるので、基準値として上記第(10)式の場合の初
期値を適用する場合に比べて適切である。

また、更に第（11）式において右辺の第１項目
のパラメータｎを固定値とせずに変動パラメータ
とすると、この第１項目は常に歪が軽減された変
動値の少ない値を基準値として設定できる。この
ように変動量の少ない値を基準として系の安定正
を判定するので、系が不安定であるにも拘らず自
動等化作用を断続して系の不安定を助長するのを
防止できる。

〔発明の効果〕

以上の述べたように、この発明によれば、系の
不安定につながる条件を適格に検出し、この検出
結果に応じて自動等価作用の停止乃至タツプ利得
修正の制御を行ない。安定に自動波形等化作用を
行ない自動等化器を提供し得るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の自動等化器を示す回路図、第２
図はこの発明に係る自動等化器の一実施例を示す
回路図、第３図は第２図の回路の一部を詳細に示
す回路図、第４図及び第５図はこの発明の他の実
施例を示す回路図である。 １０……入力端子、１１……加算器、２０……
トランスバーサルフイルタ、３０……出力端子、
７０，７２，７３，８０，８１……タツプ利得修
正制御手段。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力端子に印加された所定周期の基準信号を
   含む伝送入力信号から、前記基準信号に対応する
   参照信号を抽出し、この参照信号に対応する伝送
   歪を受けた歪信号との誤差を所定の演算により検
   出して誤差信号を発生する手段と、 この誤差信号に応じて所定アルゴリスムに従が
   うタツプ利得修正演算により所定遅延時間毎にタ
   ツプ荷重量が制御されるトランスバーサルフイル
   タと、 このトランスバーサルフイルタの各タツプ出力
   を加算し、前記入力端子に印加された伝送信号に
   対して波形等化された信号を出力する出力端子を
   有する加算器と、 前記入力端子側の歪量に対し前記出力端子側の
   歪量が大きさが大きくなつて系が不安定となつて
   いることを検出する検出手段と、 この検出手段によつて系が不安定であることが
   検出されたときに、タツプ利得修正のアルゴリズ
   ムを変更してタツプ利得の修正動作の抑圧動作を
   するか、或は前記入力信号に対して波形等化作用
   を行なわない信号を導出して系の状態に拘らず前
   記出力端子に不安定な信号の導出が行なわれるの
   を防止するタツプ利得修正制御手段とを少なくと
   も具備したことを特徴とする自動等化器。