JPH0442602A - 電流増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、入力信号を歪のないＡ級動作で電流増幅する
電流増幅回路に関する。

〔従来の技術〕

従来、オディオ用電力増幅器等の電流増幅は、Ａ級電流
増幅回路又はＢ級電流増幅回路を用いて行われる。

そして、一般的なＡ級電流増幅回路は出力の歪率特性が
良好な反面、常にスピーカ等の負荷に供給するピーク電
流の半分のアイドル電流を要し、損失が大きく効率が極
めて悪い不都合がある。

また、Ｂ級電流増幅回路はクロスオーバー歪。

スイッチング歪等が発生して出力の歪率特性が劣る代わ
シに、アイドル電流は極めて少しでよく、損失が少なく
効率が高い利点を有する。

ところで、特開昭５７−１６６７２号公報（ＨＱ９Ｆ８
／２０　）には、ミル増幅回路の後段にＡ級とＢ級の利
点を組合せた構成の電流増幅回路を設けたオーディオ用
電力増幅器が記載されている。

この電力増幅器の前記電流増幅回路は、入力信号が並列
供給されるＡ級及びＢ級の増幅器と、画壇幅器それぞれ
の駆動電源としての直流電源（定電圧駆動直流電源、高
電圧駆動直流電源）とを備える。

そして、高電圧駆動直流電源は出力端子間の中点電位が
アースされて固定され、この中点電位を固定した直流に
よシ、Ｂ級の増幅器は微少なアイドル電流が供給されて
駆動され、入力信号をほぼ無損失状態のＢ級動作で電流
増幅する。

また、定電圧駆動直流電源は前記高電圧駆動直流電源と
別個に形成され、出力端子間の中点電位の点がアースさ
れずにＢ級の増幅器の出力端子に接続される。

この接続によシ、定電圧駆動電源の中点電位はＢ級の増
幅器の出力電流に応じて変化する。

そして、定電圧駆動電源により、Ａ級の増幅器はピーク
値の半分のアイドル電流が供給されて駆動され、入力信
号をＡ級動作で電流増幅してスピーカ等の負荷に出力す
る。

このとき、Ａ級の増幅器の電源が、Ｂ級の増幅器の出力
に応じて変化（スイング）し、入力信号に追従して増減
する。

この増減変化によシ、Ａ級の増幅器の損失が少ない一定
量になシ、電流増幅回路は、全体の電力損失がほぼＢ級
の損失に抑えられて入力信号をＡ級増幅する。

〔発明が解決しようとする課題〕

前記公報に記載の従来の電流増幅回路の場合、この回路
のみの独立した負帰還が施されず、独立した回路として
使用すること０例えば他の電圧増幅器と組合せて使用す
ることができない問題点があり、しかも、回路内で歪率
特性の補正も行えない問題Ｑ、がある。

本発明は、Ａ級の電流増幅器とＢ級の電流増幅器を組合
せるとともに、初段に耐圧の低い演算増幅器を用いて１
００％の負帰還をかけるようにし、比較的安価な構成に
よシ低損失高効率で単独使用することができ、しかも、
出力の歪率特性の補正も行える電流増幅回路を提供する
ことを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

前記目的を達成するために、本発明の電流増幅回路にお
いては、入力信号が非反転入力端子に供給される入力用
演算増幅器と、 無信号時に微小アイドル電流が供給されＢ級動作により
前記演算増幅器の出力信号をほぼ無損失状態で増幅する
Ｂ級電流増＠器と、 無信号時にピーク値の半分のアイドル電流が供給されＡ
級動作によシ前記演算増幅器の出力信号を増幅して負荷
に供給するＡ級電流増幅器と、前記Ｂ級電流増幅器の駆
動電源として設けられ出力端子間の中点電位の点がアー
スされて電位固定された高電源側の直流電源と、 ＠記Ａ級電流増幅器の駆動電源として設けられ出力端子
間の中点電位の点が非アース状態に保持されて前記Ｂ級
電流増幅器の出力端子に接続され前記Ｂ級電流増幅器の
出力が補充注入される低電源側の直流電源と、 前記Ａ級電流増幅器の出力端子を前記演算増幅器の反転
入力端子に直結し１００％の負帰還をかけて電圧ゲイン
を０ｄＢに設定する負帰還路と、＃Ｊ記低電源側の倉ｔ
Ｌ電謙、の出力電圧が印加される前記演算増幅器の１対
の電源端子それぞれと前記非反転入力端子との間に設け
られ、前記演算増幅器の電源電圧を前記非反転入力端子
の信号電位を中点電位とする前記演算増幅器の耐圧以下
の電圧に保持する定電圧回路とを備える。

〔作用〕

前記のように構成された本発明の電流増幅回路の場合、
入力用演算増幅器を介した入力信号がＢ級電流増幅器及
びＡ級電流増幅器に並列供給されて増幅される。

そして、Ｂ級電流増幅器は、中点電位の点がアースされ
た高電源側の直流電源によシ、効率のよいＢ級動作で入
力信号を増幅する。

一方、Ａ級電流増幅器は、中点電位の点がアースから離
された低電源側の直流電源によシ、無信号時にピーク値
の半分のアイドル電流を供給して駆動される。

このとき、前記低電源側の直流電源は、中点電位の点に
Ｂ級電流増幅器の出力が補充注入され、この補充注入に
基づき、Ａ級電流増幅器が微少な一定損失のＡ級動作で
入力信号を増幅する。

したがって、前記公報に記載の電流増幅回路と同様、Ａ
級とｂ級の利点を組合せた電力損失の少ない効率のよい
構成で入力信号をＡ級増幅してスピーカ等の負荷に供給
される。

さらに、Ａ級増幅器の出力信号が負帰還路を介して入力
用演算増幅器の反転入力端子に帰還され、電流増幅回路
単独で１００９６の負帰還がかけられる。

この負帰還により、電圧ゲインが０ｄＢになるとともに
画電流増幅器の歪みが抑えられて補正され、負荷に供給
されるＡ級電流増幅出力の歪率特性が補正されて著しく
改善される。

しかも、入力用演算増幅器の１対の電源端子の電圧は、
定電圧回路によシ非反転入力端子の信号電位を中点電位
として形成され、この中点電位に対しては定電圧である
が、アース電位に対し、では入力信号の電圧に応じて変
化する。

そのため、人力信号の電圧が入力用演算増幅器の耐圧よ
り高くなっても、演算増幅器は破壊されることなく正常
に動作する。

〔実施例〕

１実施例について、第１図ないし第６図を参照して説明
する。

第１図において、（１）はオーディオ信号の入力端子、
（２１は入力用の演算増幅器、（３）はＢ級霞流増幅器
、（４）はＡ級電流増幅器、（５）はスピーカ等の負荷
、（６ｐ）、（６ｎ）は高電源側の直流電源（６）の正
、負出力端子、（７１））、（７ｎ）は低電源側の直流
電源（７）の正、負出力端子である。

（８ａ）、（８ｂ）は演算増幅器（２）の正、負電源端
子（ｐ）。

（ｎ）それぞれと信号入力端子としての非反転入力端子
←）との間に設けられた定電圧回路、（９）はＡ級電流
増幅器（４）の出力端子を演算増幅器（２）の反転入力
端子←）に帰還接続する１００９６の負帰還用の負帰還
路である。

そして、演算増幅器（２）は耐圧が±２０Ｖ以下の一般
的な演算増幅器からなり、入力端子［１＋のオーディオ
信号が非反転入力端子（イ）に供給される。

この演算増幅器（２）の出力信号はＢ級電流増幅器（３
）とＡ級電流増幅器（４）とに並列供給される。

そして、Ｂ級電流増幅器（３）は準コンプリメンタリ構
成のＢ級増幅器からなり、入力信号に応じて初段のコン
デンサ（３ａ）、（３ｂ）の接続点電位＜、ｋｊｂ電位
）が変化し、この変化に基づくコンデンサ（３ａ）。

（３ｂ）の正極電位変化により、定電流源（３Ｃ）から
バイアス回路（３ｄ）を介して定電流源（３ｅ）に流れ
る電流が可変制御される。

この可変制御により、入力信号に応じて出力段（３ｆ）
のバイアス電流が無人力時の微小電流から変化し、入力
信号をＢ級動作で効率よく電流増幅する。

また、Ａ級電流増幅器（４）は準コンプリメンタリ構成
のＡ級増幅器からなり、増幅器（３）の場合と同様、入
力信号に応じて初段のコンデンサ（４ａ）、（４ｂ）の
接続点電位（ト”ｔ（ｇ位）が変化し、この変化に基づ
くコンデンサ（４ａ）、（４ｂ）の正極電位変化により
、定電流源（４Ｃ）からバイアス回路（４ｄ）を介して
定電のバイアス電流が変化し、入力信号ｉＡ級動作で電
流増幅する。

ところで、Ｂ級電流増幅器（３）の駆動電源としての高
電源側の直流電源（６）は、電源トランスの２次巻線出
力の整流等により、電圧ＶＣＣＩの直流電源（６ａ）ｔ
（６ｂ）の直列回路になるように形成されるとともに、
両直流電源（６ａ）、（６ｂ）の接続点、ｊなわち中点
電位の点（６Ｋ）がアースされて固定され、Ｂ級動作に
必要な電圧＋ＶＣＣＩ、−Ｖｃｃｔに固定された十分な
容量の直流電源が出力端子（６ｐ）、（６ｎ）に生じる
。

一方、Ａ級電流増幅器（４）の駆動電源としての低電源
側の直流ｌｌ！源（７）は、例えば前記直流電源（６）
の２次巻線出力と別個の２次巻線出力の整流により、等
価的にほぼ無信号入力時のアイドル電流の供給が行える
程度の電圧ＶＣＣ２（＜ｖｃｃｔ　）の比較的小容量の
直流電源（７ａ）、（７ｂ）の直列回路になるように形
成゛される。

また、両直流電源（７ａ）、（７ｂ）の接続点、すなわ
ち中点電位の点（７ｘ）は、アースから切離されてＢ級
電流増幅器（３）の出力段（３ｆ）の出力端子が接続さ
れる。

そして、第２図に示すように、点（７ｘ）の１ＩＥＥＶ
７Ｘに対する出力端子（７ｐ）、（７ｎ）の電圧Ｖ７ｐ
、Ｖ７ｎは、アイドル電流の供給に必要な＋ＶＣＣ２，
−ＶＣＣ２の一定電圧に固定されるが、Ｂ級電流増幅器
（３）の出力変化に追従して点（７ｘ）の電圧Ｖ７Ｘが
変化するため、アースに対する出力端子（７Ｐ）、（７
ｎ）の電圧Ｖ７　ｐ　、Ｖ７　ｎは、入力信号に応じて
前記一定電圧から変化（スイング）ｒる。

この変化によりＡ級電流増幅器（４）は、入力信号に応
シテ＋ＶＣＣ２、−ＶＣＣ２カラｌｉ　？Ｚ　＋Ｖｃｃ
１．−Ｖｃｃｔまで変化する直流電源が供給されてＡ級
動作し、入力信号をＡ級動作で電流増幅する。

このとき、従来のＡ級増幅器のように電圧＋ＶＣＣＩ。

−ＶＣＣＩに固定された直流電源が供給されて動作する
場合のような損失がほとんどなく、シかも、その大きさ
が一定になる。

そして、この電流増幅回路を例えば最大電力−＝１００
Ｗの電力増幅器の出力段の回路として使用する場合、負
荷（５）のインピーダンスＲｅ＝８０とすると、（１）
電圧１ｖｃＣ１１（ｖ）ハラキノ（ｌ〕式テ示すレル。

ｊＶｃｃｌｌ＝ｌＥ−笛ｉＴｂケ・Ｆｉ＝４ｏ（Ｖ）　
　−・ｍ式（１１）前記（１］式に基づく最大電流Ｉｍ
ａｘ（Ａｌはっぎの（２）式で示される。

□ｍａｘ＝Ｑ胚旦：笠：５＾　　　　　　・・・（２）
式％式％ そして、従来のＡ級電流増幅回路であれば、電源電圧力
＋Ｖｃｃ　１（＝４０Ｖ）　、−Ｖｃｃ　ｔ　（＝−４
０Ｖ）ニ固定され、しかも、アイドル電流がＩ　Ｄ＝　
Ｉｍａｘ／２　＝　２．５（ハ）になるため、無信号時
の電力損失ＰＤは、っぎの（３）式で示されるように２
００（ハ）にもなる。

ＰＤ＝２−ＩＶｃｃｌｌ−ＩＤ＝２Ｘ４０Ｘ２．５＝２
００（Ｗ）　　　　・−１３１式一方、電圧上ＶＣＣ２
：出図とすると、第１図の場合の無信号時の電力損失Ｐ
Ｄは、つぎの（４）式で示されるように４０（Ｗ）にな
る。

ＰＤ＝２・１Ｖｃｃ２１・ＩＤ＝２Ｘ８Ｘ２．５＝４０
　（Ｗ）　　　・・（４）式シタがッテ、電圧上Ｖｃｃ
ｔ　＝±４０ＣＶ）＊士Ｖｃｃｚ　＝±８（Ｖ）ニ設定
した場合、＋：ｌ）　、　［４）式の比較からも明らか
なように、無信号時における電力損失は、従来のＡ級増
幅回路構成の場合に比し、４０／２００＝０．２に減少
する。

一方、Ｂ級電流増幅器（３）の出力に含まれるクロスオ
ーバ歪み、ヌイッチング歪み等は、Ａ級電流増幅器（４
）の電源電圧の微細変化になり、Ａ級電流増幅器（４１
の出力波形には何ら影響を与えない。

また、Ａ級電流増幅器（４）の出力は負荷（５１に供給
されるとともに、負帰還路（９）ヲ介して演算増幅器（
２）の反転入力端子←）に供給される。

この供給により、電流増幅回路は１００％の負帰還がか
けられて電圧ケインがＯｄＢになり、演算増幅器ｆ２）
　Ｉ　ＩＩＥ流増流器幅器＋３１　ｉ４＋は電圧増幅を
全く行わず、しかも、電流増幅器１３］　、　ｆ４１で
発生する歪みが抑制される。

この抑制により、Ａ級電流増幅器（４）の出方の歪率特
性が電流増幅回路内で補正されて改善される。

ところで演算増幅器（２）は一般的な集積回路構成の演
算増幅器と同様、その耐圧が±２０Ｖ２０Ｖある。

そして、無信号時の電圧上ＶＣＣ２＝±８ｃ／）とした
場合、この電圧が抵抗（１０ａ）、（１０ｂ）を介して
演算増幅器（２）の正、負電源端子（ｐ）　、　（ｎ）
に印加される。

一方、例えば最大電力Ｐｍａｘ＝１００Ｗの電力増幅器
に適用するときは、演算増幅器（２）の非反転大刀端子
←）に±５０Ｖにも達するオーディオ信号が供給される
。

そのため、演算増幅器（２＋に耐圧以上の電源電圧が要
求され、演算増幅器（２）全初段に設けて負帰還をかけ
ることが不可能になる。

そこで、第１図においては、演算増幅器（２）の電源端
子（ｐ）　、　（ｎ）それぞれと非反転入力端子（ト）
との間に定電圧回路（＆ｌ）、（８ｂ）が設けられ、第
３図に示すように、電源端子争）　、　（ｎ）の電源電
圧Ｖｐ、Ｖｎ　ｆ、非４ノ 反転入力端子（ト）の信号電圧Ｖｓを中点電圧する定電
圧に設定する。

この設定により、電源電圧Ｖｐ　、Ｖｎは信号電圧ＶＳ
に対しては耐圧以下の一定電圧に固定されるが、アース
電圧に対しては信号電圧ＶＳに追従して変化（スイング
）する。

そして、信号電圧ＶＳが±５０Ｖに達しても、演算増幅
器（２）は電源電圧Ｖｐ、Ｖｎと信号電圧ＶＳとの差の
定電圧ＶＢ　、例えば±８ｖの耐圧以下の電圧で正常に
動作し、破壊されることがない。

つぎに、電流増幅器ｔ３＋　、　ｆｉ）及び電流＠＠（
６）　、　（７）の具体的構成は、第４図に示すように
なる。

同図において、（川、（濶はバイアス回Ｍ　（３１ｉ）
を形成するレベルシフト用のダイオード縦列回路、アイ
ドル電流調整ボリウム、Ｑ３）　９　（１４＋は８級ド
ライブトランジスタ、（＋５）　、　（１６）は８級出
力トランジスタでアリ、トランジスター、α４）及びレ
ベルシフト用のダイオード０７）、抵抗（＋８）〜（２
０）とともに準コンプリメンタリ回路構成の出力段（３
ｆ）’を形成する。

１２１）　、　＠はバイアス回路Ｃ４ｄ）　を形成する
レベルシフト用のダイオード縦列回路、アイドル電流調
整ボリウム、（支））９例はＡ級ドライブトランジスタ
、（至）、翰はＡ級出力トランジスタであり、トランジ
スタ（２３１，（２４１及びレベルシフト用のダイオー
ド（２７）　。

抵抗（２ト膚とともに準コンプリメンタリ回路構成の出
力段（４ｆ）を形成する。

（３ｘ＋ハ＆ＡＩＥａＬ（ｅ＋の入力電源を発生するタ
ップ付きの高電圧側２次巻線、（３カは２次巻線（３１
）の出力を全波整流するダイオードブリッジ整流器、Ｃ
３３ａ）。

（３３ｂ）は出力端子（６ｐ）、（６ｎ）間に直列に設
けられた平滑用コンデンサであり、その接続点が中点電
位の点（６Ｋ）を形成する。

−はａ　Ｋｌ＊ａＬ７＋の入力電源を発生するタップ付
きの低電圧側２次巻線、開は２次巻線−の出力を余波整
流するダイオードブリッジ整流器、（３６ａ）。

（３６ｂ）は出力端子（７ｐ）、（７ｎ）間に直列に設
けられた平滑用コンデンサであり、その接続点が中点電
位の点（７ｘ）を形成する。

（３７１は２次巻線ｅｌｌ）　Ｉ　Ｎの共通の１次巻線
であり、電源コンセント（図示せず）の１００ｖの商用
電源が供給される。

そして、Ｂ級電流増幅器（３）においては、ボリウム（
１２）の調整により、無信号時のアイドル電流が数ｍ場
度に設定され、このとき、電力損失は無視できる程度の
微小量になる。

また、Ａ級電流増幅器（４）においては、ボリウム曽の
調整により、無信号時のアイドル電流がピーク値の半分
に設定される。

なお、ダイオード縦列回路（＋ｇ　、　＋２１）のレベ
ルシフトに基づき、バイアス回路（３ｄ）のバイアス電
圧よりバイアス回路（４ｄ）のバイアス電圧の方カ高く
、Ａ級電流増幅器（４）の出力段←０は、大量のアイド
ル電流が流れるように、Ｂ級電流増幅器（３）の出力段
（３ｆ）より高いバイアス電圧がかけられる。

そして、オーディオ信号が入力端子＋１１から演算増幅
器（２）ヲ介して電流増幅器＋３１　、　（４１に供給
されると、両電流増幅器＋３１　、　＋４１は、つぎに
説明するように動作する。

まず、オーディオ信号が正電圧のときは、トランジスタ
（１３）ｋ介してトランジスタＱ５＋のベース電位が上
昇してＢ級増幅が行われるとともζζ゛、トランジスタ
（２３）ヲ介してトランジスタレ（へ）のベース電位が
上昇してＡ級増幅が行われる。

つぎに、オーディオ信号が負電圧のときは、トランジス
タα４）ヲ介してトランジスタ（１６［のベース電位が
上昇してＢ級増幅が行われるとともに、トランジスタ例
ヲ介してトランジスタ（２６）のベースＷＥ位が上昇し
てＡ級増幅が行われる。

そして、オーディオ信号の正、負電圧に基づき、トラン
ジスタ（’ａ　ｍ　（＋６＋の工Ｅ７タの接続点から直
流電源（７）の中点電位の点（７ｘ）に、Ａ級電流増幅
器（４）の駆動に必要な電力が補充注入される。

このとき、Ｂ級電流増幅器（３）のトランジスタ０５ｊ
。

（１６１はオーディオ信号に応じて相互に逆にカットオ
フ状態・と能動状態とをくり返し、Ａ級電流増幅器（４
）の電源電圧にクロスオーバ歪み、スイッチング歪が含
まれるようになる。

しかし、Ａ級電流増幅器（４）のトランジスタ弧。

蜘は、常に能動状態に保持されてエミッタ電流Ｉｅが第
５図の＋ｉｅ、−ｉｅに示すように対称に変化し、電源
電圧の前記クロスオーバ歪み、スイッチング歪みの影響
を受けることがない。

さらに、エミッタ電流Ｉｅに基づくＡ級電流増幅器（４
）の出力が負荷（５）に供給されるとともに、負帰還路
（９）ヲ介して演算増幅器［２１の反転入力端子←）に
帰還される。

そして、第１図の構成の場合は、電力損失がほぼＢ級電
流増幅器（３）の損失に相当し、従来のＡ級電流増幅回
路、Ｂ級電流増幅回路及び第１図の電流増幅回路の効率
曲線は第６図の実線ａ、ｂ及びＣに示すようになる。

なお、電流増幅器＋３＋　、　＋４）及び直流電源＋６
）　、　（７１の具体的構成等は、実施例に限定される
ものではない。

〔発明の効果〕

本発明は、以と説明したように構成されているため、以
下に記載する効果を奏する。

入力用演算増幅器を介した入力信５ｔ−Ｂ級電流増幅器
及びＡ級電流増幅器に並列供給し、高電源側の直流電源
に基づくＢ級電流増幅器の出力を低電源側の直流電源の
アースから切離された中点電位の点に補充注入してＡ級
電流増幅器き駆動し、この増幅器の出力を負荷に供給し
たため、はぼＢ級動作の極めて高い効率で入力信号のＡ
級電流増幅を行うことができる。

また、Ａ級電流増幅器の出力を負帰還路を介して入力用
演算増幅器の反転入力端子に１００％帰還したため、電
流増幅回路単独で負帰還をかけ、電圧ゲインＯｄＢにす
るとともに歪みを補正して出力の歪率特性を著しく改善
することができる。

さらに、定電圧回路を備えて入力用演算増幅器の１対の
電源端子の電圧を非反転入力端子の信号電位を基準とす
る耐圧以下の定電圧にしたため、入力用演算増幅器によ
り破壊を防止して耐圧以上の入力信号を扱うことができ
、初段に安価かつ簡単な演算増幅器を設けて負帰還をか
けることができる。

したがって、比較的簡単な構成により、低損失高効率で
単独使用することができ、しかも、出力の歪率特性が良
好な電流増幅回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第６図は本発明の電流増幅回路の１実施例
全示し、第１図はブロック図、第２図。 第３図はＡ級電流増幅器、入力用演算増幅器の電源電圧
の特性図、第４図は第１図の詳細な結線図、第５図はＡ
級電流増幅器のエミッタ電流波形図、第６図は出力効率
の特性図である。 （２）・・・入力用台演算増幅器、（３）・・・Ｂ級電
流増幅器、（４）・・・Ａ級電流増幅器、（５）・・・
負荷、（６）・・高電源側の直流！源、（７）・・低電
源側の直流電源、Ｃ＆ｌ）、（８ｂ）・・定電圧回路、
（９）・・・負帰還路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号をＡ級増幅して負荷に供給する電流増幅
   回路において、 前記入力信号が非反転入力端子に供給される入力用演算
   増幅器と、 無信号時に微小アイドル電流が供給されＢ級動作により
   前記演算増幅器の出力信号をほぼ無損失状態で増幅する
   Ｂ級電流増幅器と、 無信号時にピーク値の半分のアイドル電流が供給されＡ
   級動作により前記演算増幅器の出力信号を増幅して前記
   負荷に供給するＡ級電流増幅器と、前記Ｂ級電流増幅器
   の駆動電源として設けられ出力端子間の中点電位の点が
   アースされて電位固定された高電源側の直流電源と、 前記Ａ級電流増幅器の駆動電源として設けられ出力端子
   間の中点電位の点が非アース状態に保持されて前記Ｂ級
   電流増幅器の出力端子に接続され前記Ｂ級電流増幅器の
   出力が補充注入される低電源側の直流電源と、 前記Ａ級電流増幅器の出力端子を前記演算増幅器の反転
   入力端子に直結し１００％の負帰還をかけて電圧ゲイン
   を０ｄＢに設定する負帰還路と、前記低電源側の直流電
   源の出力電圧が印加される前記演算増幅器の１対の電源
   端子それぞれと前記非反転入力端子との間に設けられ、
   前記演算増幅器の電源電圧を前記非反転入力端子の信号
   電位を中点電位とする前記演算増幅器の耐圧以下の電圧
   に保持する定電圧回路と を備えたことを特徴とする電流増幅回路。