JPH0442779A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は蓄電池又はコンデンサから成る補助電源を有す
る電源装置に関する。

［従来の技術と発明が解決しようとする課題］交流電源
に整流回路を接続し、この整流回路の出力段にリアクト
ルを介してを接続１、スイッチの出力段に平滑回路を接
続する昇圧型コンバータは公知である。

また、交流電源とインバータとの間に整流回路とリアク
トルとを接続し、前記インバータの変換用スイッチを使
用して直流ライン間を間欠的に短絡してリアクトルにエ
ネルギーを蓄積する方式は例えば特開昭６３−１．９０
５５７号公報（特願昭６２−１９４５３号）に開示され
ている。

この種のコンバータにおけるスイッチ又はインバータの
変換用スイッチを高い周波数でオン・オフ制御すると、
正弦波電圧が断続され、この結果、入力電流が近似正弦
波になる。また、力率がほぼ１になる。

この種のコンバータでは、整流回路から得られる整流出
力を平滑するための平滑用コンデンサを設けない。また
、整流回路の出力で充電される蓄電池を予備電源として
接続することができない。

従って、交流電源が停電した時又は電圧低下が生じた時
には、出力平滑用コンデンサのみによって微小時間だけ
電力供給が継続される。

また、従来の一般的コンバータにおいて、直流電源に大
きな容量のコンデンサ又は蓄電池を予備電源として設け
ることがある。しかし、コンデンサ又は蓄電池の電圧が
低下すると、所望の出力電圧を一得ることが不可能にな
り、結局、コンデンサ又は蓄電池の容量を有効に利用す
ることができなかった。

そこで、本発明の目的は、コンデンサ又は蓄電池の容量
を有効に利用することかできる電源装置を提供すること
にある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、交流電源端子と、
前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記整流回
路の一方の出力端子と他方の出力端子との間に接続され
た主スイッチと、前記整流回路と前記主スイッチとの間
の電源ラインに直列に接続されたリアクトルと、前記主
スイッチに対して整流ダイオードを介して並列に接続さ
れた平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの電圧
が一定値になるように前記主スイッチをオン・オフ制御
する主スイッチ制御回路と、前記リアクトルよりも入力
側において前記整流回路の一方の出力端子と他方の出力
端子との間又は前記整流回路の一対の入力端子間に補助
スイッチを介して接続されたコンデンサ又は蓄電池から
成る補助電源と、前記補助電源を充電するための充電回
路と、前記交流電源端子の交流電圧か零又は低い値にな
った時又は前記平滑用コンデンサの出力側の電圧が低下
した時に前記補助スイッチをオン制御する補助スイッチ
制御回路とを備えていることを特徴とする電源装置に係
わるものである。

なお、請求項２に示すように、平滑用コンデンサの電圧
（出力電圧）を所定値にさせると共に、交流電源端子の
電流を入力波形又は正弦波に近似させるように主スイッ
チを制御することが望ましい。

また、請求項３に示すように、請求項１の主スイッチを
インバータに置き換えることが望ましい。

また、請求項４に示すように、インバータの出力段に整
流平滑回路を接続することができる。

また、請求項５に示すように、交流電源端子の電流を入
力波形又は正弦波に近似させ且つ所望の出力電圧を得る
ようにインバータを制御することが望ましい。

また、請求項６及び７に示すように、請求項１及び３の
整流回路を平坦な電圧を供給する直流電源に置き換える
ことができる。

［作　用］ 各請求項の発明によれば、補助電源の電圧は、リアクト
ルと主スイッチとによってレベル変換（制御）される。

このため補助電源の電圧が低下しても、リアクトルの昇
圧作用によって高めることができる。従って、補助電源
の電圧の高い値から低い値までの広い範囲において所望
の出力電圧を得ることができる。要するに、補助電源の
容量を有効に利用することができる。

［第１の実施例］ 次に、第１図〜第３図に基づいて本発明の実施例に係わ
る電源装置を説明する。第１図の例えば５０Ｈｚの商用
交流電圧を供給する電源端子１．２にはブリッジ接続さ
れた４つのダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４　から成
る全波整流回路３が接続されている。

整流回路３の一対の出力端子４．５に接続された一対の
電源ライン６．７間にはリアクトル８を介して主スイッ
チ９か接続されている。主スイッチ９はソースをサブス
トレートに接続した形式のＮチャンネル絶縁ゲート型電
界効果トランジスタから成り、ダイオードを内蔵してい
る。

主スイッチ９に対して並列に整流ダイオード１０を介し
て平滑用コンデンサ１１か接続されている。平滑用コン
デンサ１１に接続された一対の出力端子１２．１３間に
は負荷］４か接続されている。

主スイッチ９の制御端子（ゲート）に接続された主スイ
ッチ制御回路１５は、主スイッチ９にオン・オフ制御信
号を供給するものである。この制御回路１５には、出力
端子１２．１３に接続された出力電圧検出回路１６と、
整流回路３の入力ラインに接続された電流検出器１７と
、交流電源端子１．２に接続された入力電圧検出回路１
８がそれぞれ接続されている。

１９は補助電源用コンデンサであって、補助スイッチ２
０を介して整流回路３の出力電源ライン６．７間に接続
されている。補助電源用コンデンサ１９の充電回路とし
て出力端子１２と補助電源用コンデンサ１９の一端との
間に充電用抵抗２１が接続されている。

補助スイッチ２０はサイリスタから成り、このゲート（
制御端子）に補助スイッチ制御回路２２が接続されてい
る。補助スイッチ制御回路２２は、電源端子１．２に接
続された停電又は電圧低下検出回路から成り、電源の停
電又は電圧低下が検出された時に補助スイッチ２０をオ
ン制御する。

第２図は主スイッチ制御回路１５を詳しく示す。

電流検出器１７の出力ラインは第１の全波整流回路２３
を介して第１の誤差増幅器２４の一方の入力端子（反転
入力端子）に接続されている。入力電圧検出回路１８の
出力ラインは第２の全波整流回路２５と係数回路即ち乗
算器２６とを介して第１の誤差増幅器２４の他方の入力
端子（非反転入力端子）に接続されている。第１の誤差
増幅器２４はリプル成分を含む電流と正弦波電圧との差
に対応した出力を発生する。

出力電圧を一定に保つように主スイッチ９を制御するた
めに、出力電圧検出回路１６の出力ラインが第２の誤差
増幅器２７の一方の入力端子（反転入力）に接続され、
この誤差増幅器２７の他方の入力端子（反転入力）に基
準電圧源２８が接続されている。この第２の誤差増幅器
２７は検出電圧と基準電圧との差に対応した出力電圧を
発生し、乗算器２６に送る。乗算器２６は第２の全波整
流回路２５から与えられる基準正弦波波形の振幅に第２
の誤差増幅器２７の出力を掛けた値を第１の誤差増幅器
２４の非反転入力端子に与える。

電圧比較器２９の一方の入力端子はローパスフィルタ３
０を介して第１の誤差増幅器２４の出力端子に接続され
、他方の入力端子はのこぎり波発生回路３１に接続され
ている。比較器２９の出力端子は主スイッチ９に接続さ
れる。

［勤　作］ 次に、第１図の回路の動作を説明する。

第１図の回路では、整流回路３の出力ライン６．７間に
、５０Ｈｚの交流電源電圧の全波整流波形を平滑するた
めのコンデンサが接続されていない。

主スイッチ９の出力段には入力端子１．２の正弦波交流
電源電圧に対応した正弦波整流出力電圧とリアクトル８
の蓄積されたエネルギーに基づく電圧との和の電圧を得
ることができる。

主スイッチ９かオン・オフ制御されると、整流回路３の
入力側及び出力側の電流もこれに追従して変化する。主
スイッチ９のオン・オフ周波数は例えば５ＱＨｚであっ
て、入力端子１．２の電源周波数（５０Ｈｚ）よりも十
分に高いので、正弦波電圧が主スイッチ９で断続されて
も、リアクトル８を通って流れる電流及びこれに対応し
た交流入力電流は断続せずにリプルを含んだ近似正弦波
になる。即ち、第３図（Ａ）に示すように、ローパスフ
ィルタ３０を通して得られる誤差信号ＡＩとのこぎり波
信号Ａ２とが比較器２９で比較され、第３図（Ｂ）に示
す比較器２９の出力によって主スイッチ９がオン・オフ
制御されると、第３図（Ｃ）に示すリプルを含む近似正
弦波の電流検出信号Ｆ１が得られる。

誤差増幅器２４の一方の入力端子に電流検出信号Ｆ１が
人力し、他方の入力端子に乗算器２６から第３図（Ｃ）
に示す基準正弦波Ｆ２か入力すると、誤差増幅器２４の
出力端子に接続されたローパスフィルタ３０の出力段に
入力電流の情報と出力電圧の情報とを含んだ信号ＡＩが
得られる。信号Ａ１とのこぎり波Ａ２との比較出力パル
スの幅は出力電圧の変化によって変化する。従って出力
電圧を一定するための制御が達成される。

なお、ｔｌ−ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６期間に主ス
イッチ９がオンになり、電流検出信号Ｆ１は徐々に大き
くなる。主スイッチ９がオフになるｔ２〜ｔ３、ｔ４〜
ｔ５期間では電流検出信号Ｆｌが徐々に減少する。

平滑用コンデンサ１１は整流回路３の出力電圧のピーク
値よりもリアクトル８の電圧の分たけ高い値に充電され
る。また、補助電源用コンデンサ１９も抵抗２１を介し
て充電され、平滑用コンデンサ１１と同様に整流電圧の
ピーク値よりも高い値に充電される。

交′流電源端子１．２の電圧が停電等のために零又は所
定値よりも低い値になると、これが補助スイッチ制御回
路２２で検出され、補助スイッチ２０がオンになる。こ
れにより、整流回路３に代って補助電源用コンデンサ１
９からの電力供給が開始する。補助電源用コンデンサ１
９の電圧が低下してもリアクトル８の昇圧作用によって
昇圧して出力電圧を得ることができるので、補助電源用
コンデンサ１９のエネルギーを有効に利用し、停電時の
給電時間を長くすることかできる。

［第２の実施例］ 次に、第４図に示す第２の実施例の電源装置を説明する
。但し、第４図及び後述する第５図〜第１３図において
、第１図〜第３図と実質的に同一の部分には同一の符号
を付してその説明を省略する。

第４図の回路は第１図の回路に充電用ダイオード４１と
ピーク値保持用コンデンサ４２とを付加したものである
。なお、ダイオード４１のアットはリアクトル８の出力
端に接続されている。従って、平滑前の電圧がダイオー
ド４１で整流され、そのピーク値がまずコンデンサ４２
に充電され、その後コンデンサ４２の電荷が抵抗２１を
介してコンデンサ１つに移される。

この様に構成しても実施例と同様な作用効果を得ること
ができる。

［第３の実施例］ 第５図に示す第３の実施例では第１及び第２の実施例の
主スイッチ９の代りにインバータ５１がリアクトル８を
介して整流回路３に接続されている。インバータ５１は
ブリッジ接続された第１、第２、第３及び第４の変換用
スイッチＱｌ　、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と出カドランス５２
とから成る。出カドランス５２の１次巻線５３は第１及
び第２の変換用スイッチＱ１、Ｑ２の接続点と第３及び
第４の変換用スイッチＱ３、Ｑ４の接続点との間に接続
されている。２次巻線５４はセンタタップに形成され、
ダイオード５５．５６とコンデンサ５７とから成る整流
平滑回路５８に接続されている。

インバータ制御回路１５ａは、第２図の主スイッチ制御
回路１５と大部分の点で同一であり、第６図に示すよう
に構成されている。第２図と第６図の比較から明らかな
ように、第１〜第４の変換用スイッチＱ１〜Ｑ４の制御
信号形成回路５９が付加されている。

制御信号形成回路５９は、例えば第８図に示す如く、方
形波発生回路６２と、ＮＯＴ回路６１と、トリガパルス
発生回路６２と、トリガタイプ・フリップフロップ６３
とから成る。方形波発生回路６０は第７図（Ｂ）に示す
第１のスイッチＱ１をオン・オフ制御するための固定の
方形波パルスを発生する。ＮＯＴ回路６１は方形波発生
回路６０に接続され、第７図（Ｃ）に示す第３のスイッ
チＱ３を制御する方形波を発生する。方形波発生回路６
０はのこぎり波発生回路３１にも接続されている。のこ
ぎり波発生回路３１は、第７図（Ｂ）の方形波に同期し
て第７図（Ａ）に示すのこぎり波Ａ２を発生する。即ち
、第７図（Ｂ）のパルスの前縁と後縁とに応答してこぎ
り波発生回路３１はのこぎり波Ａ２を発生する。

比較器２９は、第７図（Ａ）に示す信号ＡＩとのこぎり
波Ａ２との比較に基づいて第９図（Ａ）に示す比較出力
を発生する。比較器２９に接続されたトリガパルス発生
回路６２は、第９図（Ａ）に示す比較出力パルスの前縁
に応答して第９図（Ｂ）に示すトリガパルスを発生する
。

トリガタイプ・フリップフロップ６３にトリガ入力端子
Ｔにトリガパルス発生回路６２から第９図（Ｂ）のトリ
ガパルスが人力する毎に出力端子の状態か変化し、第９
図（Ｃ）に示すスイッチ制御信号を非反転出力端子から
第２のスイッチＱ２に与え、第９図（Ｄ）に示すスイッ
チ制御信号を反転出力端子から第４のスイッチＱ４に与
える。

第９図（Ｃ）（Ｄ）のパルスは第７図（Ｄ）（Ｅ）のパ
ルスと同一である。

なお、制御信号形成回路５９は第８図に限定されるもの
でなく、種々変形可能であり、例えば論理ゲート回路で
構成することも可能である。

第７図（Ａ）に示すように比較器２９で信号Ａ１とのこ
ぎり波Ａ２とを比較し、これに基づいて第７′図（Ｂ）
〜（Ｅ）のスイッチ制御信号を形成し、変換用スイッチ
Ｑ１〜Ｑ４をオン・オフ制御すると、ｔＯ〜ｔ１°、ｔ
２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５期間でリアクトル８の出力側にお
ける電源ライン間即ちインバータの入力端子間が短絡さ
れる。従って、この期間にリアクトル８にエネルギーが
蓄積される。ｔｌ−ｔ２、ｔ３〜ｔ４期間等においては
通常のインバータ動作となり、トランス５２から第７図
（Ｇ）に示すように商用電圧よりも十分に高い周波数の
交流電圧を得ることができる。

電流検出信号Ｆ１は第７図（Ｆ）に示すように基準正弦
波信号Ｆ２と比較され、これに追従されるように制御さ
れる。従って、電源端子１．２の電流が近似正弦波にな
り、且つ力率が約１になる。

インバータ５１における出力電圧制御の原理は実施例１
と同じである。

この実施例においては、インバータ５１の入力端子がダ
イオード４１を介してピーク充電用コンデンサ４２に接
続されている。従って、コンデンサ４２はリアクトル８
て昇圧された電圧のピーク値に充電され、この電荷が補
助電源用コンデンサ１９に移される。この結果、第２の
実施例によって第１の実施例と同様な作用効果が得られ
る。

［第４の実施例］ 次に、第１０図を参照して第４の実施例に係わる電源装
置を説明する。この実施例では、リアクトル８の出力ラ
インと電源ライン７との間に並列型インバータ５１ａが
接続されている。インバータ５１ａは第１及び第２の変
換用スイッチＱｌ。

Ｑ２とセンタタップ型トランス５２とから成る。

トランス５２の１次巻線５３のセンタタップはリアクト
ル８の出力端子に接続され、１次巻線５３の両端と電源
ライン７との間には第１及び第２の変換用スイッチＱｌ
　、Ｑ２がそれぞれ接続されている。

この電源装置を動作させる時には、まず、制御回路１５
ｂに基づいて第１及び第２の変換用スイッチＱｌ　、Ｑ
２を同時にオンにする。これにより、第１図と同様にリ
アクトル８にエネルギーが蓄積される。次に、第１の変
換用スイッチＱｌをオン、第２゛の変換用スイッチＱ２
をオフにする。これにより、１次巻線５３の上半分に電
源電圧にリアクトル８の電圧を加算した電圧か印加され
、これに応じた電圧が２次巻線５４に得られる。次に、
再び第１及び第２の変換用スイッチＱ１、Ｑ２を同時に
オンし、リアクトル８にエネルギーを蓄積させる。次に
、第２の変換用スイッチＱ２をオン、第１の変換用スイ
ッチＱ１をオフに制御する。この結果、電源電圧にリア
クトル８の電圧を加算した電圧が１次巻線５３の下半分
に印加され、２次巻線５４に前とは逆方向の電圧が得ら
れる。

出力電圧の制御及び入力電流波形の改善の原理は第１〜
第３の実施例と同しである。従って、第４の実施例によ
っても第１〜第３の実施例と同様な作用効果を得ること
ができる。

［第５の実施例］ 第１１図に示す第５の実施例の電源装置は、インバータ
５１ｂが変換用主スイッチＱとコンデンサＣとトランス
５２とで構成されている。制御回路１５ｃによって主ス
イッチＱがオン制御されている期間には、リアクトル８
にエネルギーが蓄積されると同時に、コンデンサＣの放
電回路が形成され、１次巻線５３に下から上へ向う電流
が流れる。主スイッチＱがオフの期間には、リアクトル
８とコンデンサＣと１次巻線５３から成る回路で１次巻
線５３に上から下に向う電流が流れる。

コンデンサ４２はトランス５２に設けられた３次巻線７
０にダイオード４１を介して接続されている。トランス
５２には定電圧化された電圧が得られるので、コンデン
サ４２及び１９は一定電圧で充電される。

第５の実施例によっても第１〜第４の実施例と同様な作
用効果を得ることができる。

［第６の実施例コ 第６の実施例を示す第１２図の電源装置は、第１図の回
路から入力電流の波形改善部分を省いたものである。こ
の場合には入力波形の改善が行われないので、整流回路
３の出力段に平滑用コンデンサＣｒが接続されている。

従って、主スイッチ９によって平滑された直流電圧か断
続される。この実施例の補助電源用コンデンサ１９は第
１〜第５の実施例と同様な作用効果を有する。なお、平
滑用コンデンサＣｒの電荷も停電時に使用される。

［第７の実施例］ 第１３図の第７の実施例の電源装置は、第５図の回路か
ら入力電流波形改善部分を除去したものである。この実
施例では平滑用コンデンサＣｆが整流回路３の出力ライ
ン６．７間に接続されているので、インバータ５１は平
滑された電圧で駆動される。この実施例も第５図と同様
な作用効果を有する。

［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。

（１）　各実施例において、制御回路２２による停電又
は電圧低下の検出を整流回路３の出力電圧又は平滑用コ
ンデンサ１１．５７の出力側の電圧又はインバータの出
力電圧によって行ってもよい。

（２）　電流検出器１７を整流回路３の出力ライン６又
は７に設けてもよい。また、第５図の場合には、スイッ
チＱ１〜Ｑ４の電流に基づいて入力電流を間接的に検出
してもよい。

（２）　第１図において抵抗２１に直列にダイオードを
接続してもよい。

（３）　第５図、第１０図、第１３図において、トラン
ス５２に３次巻線を設け、この３次巻線の電圧でコンデ
ンサ１９．４２を充電するようにしてもよい。

（４）　コンデンサ１９を蓄電池に置き換えることがで
きる。

（５）　リアクトル８の後段のチョッパー回路又はイン
バータ回路を種々変形することができる。

（６）　電源端子１．２と整流回路３との間に高周波除
去フィルタを接続することができる。

（７）　コンデンサＣｆを整流回路３の一対の入力端子
間に接続することができる。

［発明の効果］ 上述から明らかなように各請求項の本発明によれば、補
助電源用コンデンサ又は蓄電池の容量をリア゛クトルの
昇圧作用によって有効に利用し、停電補償時間を長くす
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の電源装置を示す回路図
、 第２図は第１図の主スイッチ制御回路を示すブロック図
、 第３図は第２図の各部の状態を示す波形図、第４図は本
発明の第２の実施例の電源装置を示す回路図、 第５図は本発明の第３の実施例の電源装置を示す回路図
、 第６図は第５図のインバータ制御回路を示すブロック図
、 第７図は第５図及び第６図の各部の状態を示す波形図、 第８図は第６図の制御信号形成回路を示すブロック図、 第９図は第８図の各部の状態を示す波形図、第１０図、
第１１図、第１２図及び第１３図は第４、第５、第６及
び第７の実施例をそれぞれ示す回路図である。 １．２・・・電源端子、３・・・整流回路、８・・・リ
アクトル、９・・・主スイッチ、１５・・・主スイッチ
制御回路、１９・・・補助電源用コンデンサ、２０・・
・補助スイッチ、２２・・補助スイッチ制御回路。 代　　理　　人　　　高　　野　　則　　次第１図 第２図 …臂−県蛤犯沈訃″ 第８図 第９図 ＣＤ） ］−一」−一丁一一

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］交流電源端子と、 前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記整流回
   路の一方の出力端子と他方の出力端子との間に接続され
   た主スイッチと、 前記整流回路と前記主スイッチとの間の電源ラインに直
   列に接続されたリアクトルと、 前記主スイッチに対して整流ダイオードを介して並列に
   接続された平滑用コンデンサと、 前記平滑用コンデンサの電圧が一定値になるように前記
   主スイッチをオン・オフ制御する主スイッチ制御回路と
   、 前記リアクトルよりも入力側において前記整流回路の一
   方の出力端子と他方の出力端子との間又は前記整流回路
   の一対の入力端子間に補助スイッチを介して接続された
   コンデンサ又は蓄電池から成る補助電源と、 前記補助電源を充電するための充電回路と、前記交流電
   源端子の交流電圧が零又は低い値になった時又は前記平
   滑用コンデンサの出力側の電圧が低下した時に前記補助
   スイッチをオン制御する補助スイッチ制御回路と を備えていることを特徴とする電源装置。 ［２］前記主スイッチ制御回路は、前記平滑用コンデン
   サの電圧を所望値にさせると共に前記交流電源端子の電
   流を入力波形又は正弦波に近似させるように前記主スイ
   ッチを前記交流電圧の周期よりも十分に短い周期でオン
   ・オフする回路である請求項１記載の電源装置。 ［３］交流電源端子と、 前記交流電源端子に接続された整流回路と、前記整流回
   路の出力側ラインに直列に接続されたリアクトルと、 前記リアクトルを介して前記整流回路に接続され且つオ
   ン・オフ動作する変換用スイッチを含んでいるインバー
   タと、 前記インバータの出力電圧が一定値になるように前記イ
   ンバータの前記変換用スイッチを制御するインバータ制
   御回路と、 前記リアクトルよりも入力側において前記整流回路の一
   方の出力端子と他方の出力端子との間又は前記整流回路
   の一対の入力端子間に補助スイッチを介して接続された
   コンデンサ又は蓄電池から成る補助電源と、 前記補助電源を充電するための充電回路と、前記交流電
   源端子の交流電圧が零又は低い値になった時又は前記イ
   ンバータの出力側の電圧が低下した時に前記補助スイッ
   チをオン制御する補助スイッチ制御回路と を備えた電源回路。 ［４］更に、前記インバータに接続された整流平滑回路
   を有する請求項３記載の電源装置。 ［５］前記インバータ制御回路は、前記交流電源端子を
   通って流れる電流を入力電圧波形又は正弦波に近似させ
   るように前記インバータの対の直流入力ライン間を前記
   変換用スイッチによって間欠的に短絡させると共に、前
   記整流平滑回路の出力電圧が一定になるように前記変換
   用スイッチを制御する回路である請求項４記載の電源装
   置。 ［６］直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された主スイッ
   チと、 前記直流電源と前記主スイッチとの間の電源ラインに直
   列に接続されたリアクトルと、 前記主スイッチに対して整流用ダイオードを介して並列
   に接続された平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデン
   サの電圧が一定になるように前記主スイッチをオン・オ
   フ制御する主スイッチ制御回路と、 前記リアクトルよりも入力側の電源ライン間に補助スイ
   ッチを介して接続されたコンデンサ又は蓄電池から成る
   補助電源と、 前記補助電源を充電するための充電回路と、前記直流電
   源の電圧が零又は低い値になった時又は前記平滑用コン
   デンサの出力側の電圧が低下した時に前記補助スイッチ
   をオン制御する補助スイッチ制御回路と を備えていることを特徴とする電源装置。 ［７］直流電源と、 前記直流電源にリアクトルを介して接続されたインバー
   タと、 前記インバータの出力電圧が一定になるように前記イン
   バータの変換用スイッチを制御するインバータ制御回路
   と、 前記リアクトルよりも入力側の電源ライン間に補助スイ
   ッチを介して接続されたコンデンサ又は蓄電池から成る
   補助電源と、 前記補助電源を充電するための充電回路と、前記直流電
   源の電圧が零又は低い値になった時又は前記インバータ
   の出力側の電圧が低下した時に前記補助スイッチをオン
   制御する補助スイッチ制御回路と を備えた電源装置。