JPH0284069A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH0284069A JPH0284069A JP23397088A JP23397088A JPH0284069A JP H0284069 A JPH0284069 A JP H0284069A JP 23397088 A JP23397088 A JP 23397088A JP 23397088 A JP23397088 A JP 23397088A JP H0284069 A JPH0284069 A JP H0284069A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は入力電流を近似的に正弦波化することにより、
入力端子の高調波成分の低減と力率の教具を行いあわせ
て制御された出力電圧を得ることのできる直流電源！Ｊ
置に関する。
入力端子の高調波成分の低減と力率の教具を行いあわせ
て制御された出力電圧を得ることのできる直流電源！Ｊ
置に関する。
交流電源より直流出力を得る直流電源装置としては、単
に整流器を用いただけでは、入力電流波形が断続的で力
率と効率が低く好ましくない。そのため入力電流を近似
的に正弦波化することにより、入力端子の高調波成分の
低減と力率の改善を行う直流電源装置が知られており１
例えば第３図に示すようなものがある。この図に従って
説明すると、入力端子１０．１１より入力交流電圧を受
けて。
に整流器を用いただけでは、入力電流波形が断続的で力
率と効率が低く好ましくない。そのため入力電流を近似
的に正弦波化することにより、入力端子の高調波成分の
低減と力率の改善を行う直流電源装置が知られており１
例えば第３図に示すようなものがある。この図に従って
説明すると、入力端子１０．１１より入力交流電圧を受
けて。
ラインフィルタ１４を介して整流回路２により脈流を得
る。この脈流電圧はチョークコイル３Ｉを介してスイッ
チ素子４に接続される。このスイッチ１子４はオンオフ
を繰り返してオフの時にチロ−クコイル３１のエネルギ
ーがフライホイールダイオード５を介して出力端子１２
．１３へ送られ、負荷１？Ｌに直流出力電圧が発生する
。
る。この脈流電圧はチョークコイル３Ｉを介してスイッ
チ素子４に接続される。このスイッチ１子４はオンオフ
を繰り返してオフの時にチロ−クコイル３１のエネルギ
ーがフライホイールダイオード５を介して出力端子１２
．１３へ送られ、負荷１？Ｌに直流出力電圧が発生する
。
ここで脈ｔＩＬ′ｆＩｉ圧は抵抗５Ｒ１，Ｒ２により分
圧された値υｉと出力電圧と基準電圧源１６との誤差を
誤差増幅５６により増幅した値υ０を乗算５７により基
準正弦波電圧Ｖｒとして取り出す、この基準正弦波電圧
Ｖｒは負荷状態によって振幅ｖ４御ができ、エネルギー
の制御を可能にしている０次に抵抗５Ｒ３によって検出
されるスイッチ素子４の電流比例値層、をコンパレータ
８により前記基準正弦波電圧Ｖ「と比較し、電流比例値
υｔ４が基準正弦波電圧ν「に達するとスイッチ素子４
の駆動を遮断する。チョークコイル３１のエネルギーが
放出さ九るとコイル電圧がゼロとなる。その状態をチロ
−クコイル３１の二次検出巻線で検出し、９！動段内の
フリップフロップ回路９を動作させ、スイッチ素子４を
駆動する。このようなスイッチ素子４のスイッチングに
より入力端子を第４図にその半サイクルを示すように三
角波形とし、ピーク値の包絡線を正弦波とする０入力交
流電流の波形は高周波三角波であるが、ラインフィルタ
１４により変調周波数成分を減衰することにより正弦波
形となる。
圧された値υｉと出力電圧と基準電圧源１６との誤差を
誤差増幅５６により増幅した値υ０を乗算５７により基
準正弦波電圧Ｖｒとして取り出す、この基準正弦波電圧
Ｖｒは負荷状態によって振幅ｖ４御ができ、エネルギー
の制御を可能にしている０次に抵抗５Ｒ３によって検出
されるスイッチ素子４の電流比例値層、をコンパレータ
８により前記基準正弦波電圧Ｖ「と比較し、電流比例値
υｔ４が基準正弦波電圧ν「に達するとスイッチ素子４
の駆動を遮断する。チョークコイル３１のエネルギーが
放出さ九るとコイル電圧がゼロとなる。その状態をチロ
−クコイル３１の二次検出巻線で検出し、９！動段内の
フリップフロップ回路９を動作させ、スイッチ素子４を
駆動する。このようなスイッチ素子４のスイッチングに
より入力端子を第４図にその半サイクルを示すように三
角波形とし、ピーク値の包絡線を正弦波とする０入力交
流電流の波形は高周波三角波であるが、ラインフィルタ
１４により変調周波数成分を減衰することにより正弦波
形となる。
しかしながら、このような従来の直流電源装置にあって
はチョークコイルの電流は各スイッチングサイクル毎に
電流値ゼロからピーク値までの三角波となるためチョー
クコイル電流、スイッチ素子の電流、フライホイールダ
イオードの電流それぞれのピーク値が交流入力電流１１
に比較して大きくなり、スイッチング損失の増大やｔｌ
ｆＰ発生の増大という問題があった。
はチョークコイルの電流は各スイッチングサイクル毎に
電流値ゼロからピーク値までの三角波となるためチョー
クコイル電流、スイッチ素子の電流、フライホイールダ
イオードの電流それぞれのピーク値が交流入力電流１１
に比較して大きくなり、スイッチング損失の増大やｔｌ
ｆＰ発生の増大という問題があった。
本発明では５以上のべた問題点を解決するため。
負荷の電圧の比例値と基準電圧との差電圧を得る手段と
５入力交流電源の電圧の絶対値の比例値との乗算手段を
備えて、主回路のチョークコイルの電流の絶対値の比例
値と前記の乗算信゛号とを履歴特性を有する電圧比較器
により主回路のスイッチング素子を駆動するものである
。
５入力交流電源の電圧の絶対値の比例値との乗算手段を
備えて、主回路のチョークコイルの電流の絶対値の比例
値と前記の乗算信゛号とを履歴特性を有する電圧比較器
により主回路のスイッチング素子を駆動するものである
。
したがって５負荷の電圧の比例値と基準電圧との差電圧
を得る手段により、所望の出力設定値に対応する制御信
号が得られる。ついで入力交流電飾の電圧の絶対値の比
例値との乗算手段により。
を得る手段により、所望の出力設定値に対応する制御信
号が得られる。ついで入力交流電飾の電圧の絶対値の比
例値との乗算手段により。
振幅制御できる基準の正弦波電圧が得られる。そして、
主回路のチロ−クコイルの電流の大きさに比例した電圧
をその基準正弦波電圧とを比較し。
主回路のチロ−クコイルの電流の大きさに比例した電圧
をその基準正弦波電圧とを比較し。
その基準正弦波電圧にほぼ比例した履歴幅を持つ電圧比
較器でチョークコイルの電流変化幅をその履歴幅の中に
制限するように主回路のスイッチング素子を駆動するも
のである。
較器でチョークコイルの電流変化幅をその履歴幅の中に
制限するように主回路のスイッチング素子を駆動するも
のである。
第１図は本発明に係る直流型ｍ装置の一実施例の接続図
である。同図において、入力端子１０．１１より入力交
流電圧を受けて、ラインフィルタ１４を介して整流回路
２により脈流電圧を得る。この脈流電圧はチョークコイ
ル３を介してスイッチ素子４に接続される。このスイッ
チ素子４は入力交流の周波数に比べてはるかに高い周波
数でオンオフを繰り返す、オンの時にチョークコイル３
にエネルギーをＥえて、オフの時にチョークコイル３の
エネルギーがフライホイールダイオード５を介して出力
端子１２．１３へ送られ、負荷ＲＬに直流出力電圧を発
生させる。出力端子１２．１３に並列接続されたコンデ
ンサＣ１はスイッチング周波数に対して平滑作用をする
。
である。同図において、入力端子１０．１１より入力交
流電圧を受けて、ラインフィルタ１４を介して整流回路
２により脈流電圧を得る。この脈流電圧はチョークコイ
ル３を介してスイッチ素子４に接続される。このスイッ
チ素子４は入力交流の周波数に比べてはるかに高い周波
数でオンオフを繰り返す、オンの時にチョークコイル３
にエネルギーをＥえて、オフの時にチョークコイル３の
エネルギーがフライホイールダイオード５を介して出力
端子１２．１３へ送られ、負荷ＲＬに直流出力電圧を発
生させる。出力端子１２．１３に並列接続されたコンデ
ンサＣ１はスイッチング周波数に対して平滑作用をする
。
ここで整流回路２の出力である脈流電圧は抵抗ｒａρ１
．ｌ？２により分圧された値υ１と出力電圧と基準電圧
源１６との誤差を誤差増幅Ｓ６により増幅した値υ０を
乗算器７により基準正弦波電圧Ｖｒとして取り出す、こ
の基準正弦波電圧Ｖｒは負荷状態によって振幅制御がで
き、エネルギーの１ｓ御を可能にしている０次に変流器
１によって検出される入力文流電＊ｌｉの比例値を整流
回路１５を介してその絶対値を得て、抵抗器１２６の両
端にその対応する電圧υ１１を発生させる。
．ｌ？２により分圧された値υ１と出力電圧と基準電圧
源１６との誤差を誤差増幅Ｓ６により増幅した値υ０を
乗算器７により基準正弦波電圧Ｖｒとして取り出す、こ
の基準正弦波電圧Ｖｒは負荷状態によって振幅制御がで
き、エネルギーの１ｓ御を可能にしている０次に変流器
１によって検出される入力文流電＊ｌｉの比例値を整流
回路１５を介してその絶対値を得て、抵抗器１２６の両
端にその対応する電圧υ１１を発生させる。
この電圧値を抵抗器Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９とコンパレータ８
により交流入力電圧値υ１にほぼ比例したヒステリシス
幅を作り、そのヒステリシス幅の中でのしきい値におい
て駆動出力信号を遷移する。すなわちコンパレータ８に
より前記の基準正弦波電圧Ｖｒと比較し２例えば第２図
に示すようにｔ＝ｔｌで電流比例値Ｖ目が基準正弦波電
圧Ｖｒに達するとスイッチ素子４の駆動を行い、 ｔ＝
ｔ２で電流比例値ｖｔ＋が基準正弦波電圧Ｖｒに達する
とスイッチ素子４の駆動を遮断する。スイッチ素子４が
オンしている区間ではチョークコイル３にエネルギーが
蓄積され。
により交流入力電圧値υ１にほぼ比例したヒステリシス
幅を作り、そのヒステリシス幅の中でのしきい値におい
て駆動出力信号を遷移する。すなわちコンパレータ８に
より前記の基準正弦波電圧Ｖｒと比較し２例えば第２図
に示すようにｔ＝ｔｌで電流比例値Ｖ目が基準正弦波電
圧Ｖｒに達するとスイッチ素子４の駆動を行い、 ｔ＝
ｔ２で電流比例値ｖｔ＋が基準正弦波電圧Ｖｒに達する
とスイッチ素子４の駆動を遮断する。スイッチ素子４が
オンしている区間ではチョークコイル３にエネルギーが
蓄積され。
スイッチ素子４がオフするとチョークコイル３にａ碩さ
れたエネルギーはフライホイールダイオード５を介して
負荷ＲＬに放出供給される。
れたエネルギーはフライホイールダイオード５を介して
負荷ＲＬに放出供給される。
このようなスイッチ素子４のスイッチングにより入力端
子波形を高周波三角波形の連続とし、′Ｒ流降下値の包
絡線と電流ピーク値の包絡線はそれぞれ正弦波となる。
子波形を高周波三角波形の連続とし、′Ｒ流降下値の包
絡線と電流ピーク値の包絡線はそれぞれ正弦波となる。
したがって、交流入力波形の谷点に対応するｔ＝０．
ｔ＝７／２の付近のスイッチング周波数はその波形の頂
点ｔ＝ ｔ２付近のスイッチング周波数と比較して高く
なる。
ｔ＝７／２の付近のスイッチング周波数はその波形の頂
点ｔ＝ ｔ２付近のスイッチング周波数と比較して高く
なる。
入力交流電流１ｉの平均値は各サイクルの波形は三角波
であるからピーク値の１７２となり、正弦波形となり１
入力のフィルタにより変調周波数成分を減衰することに
より高周波成分を減少させて力率の改善も図っている。
であるからピーク値の１７２となり、正弦波形となり１
入力のフィルタにより変調周波数成分を減衰することに
より高周波成分を減少させて力率の改善も図っている。
抵ＦＸＳＲ９の値が抵抗器Ｒ１，Ｒ８の値に比較して充
分大きい場合は以上述べたようなヒステリシスの形とな
るが、抵抗ｉ！ＳＲ９の値が小さくなると第２図の波形
におけるヒステリシスの幅が入力交流電圧波形との比例
が（ずれて、−様の幅に近づく、この場合は、交流入力
波形の谷点に対応する【・０．ｔ・丁／２の付近のスイ
ッチング周波数とその波形の頂点Ｌ＝ １２付近のスイ
ッチング周波数とは同一に近くなる。
分大きい場合は以上述べたようなヒステリシスの形とな
るが、抵抗ｉ！ＳＲ９の値が小さくなると第２図の波形
におけるヒステリシスの幅が入力交流電圧波形との比例
が（ずれて、−様の幅に近づく、この場合は、交流入力
波形の谷点に対応する【・０．ｔ・丁／２の付近のスイ
ッチング周波数とその波形の頂点Ｌ＝ １２付近のスイ
ッチング周波数とは同一に近くなる。
を流検出手段としては変流Ｄｉに限らず、チロ−クコイ
ル３の電流を検出できれば他の方法でもよい６例えばチ
オ−クコイル３に直列に低抵抗を挿入する方法でもよい
。また、チョークコイル３の電流■３はスイッチ素子４
の電流１４とフライホイールダイオード５の電流■５の
和であるので、チョークコイル３とスイッチ素子４との
それぞれに直流変流器あるいは低抵抗を挿入してそれら
の信号を加算する方法でもよい。
ル３の電流を検出できれば他の方法でもよい６例えばチ
オ−クコイル３に直列に低抵抗を挿入する方法でもよい
。また、チョークコイル３の電流■３はスイッチ素子４
の電流１４とフライホイールダイオード５の電流■５の
和であるので、チョークコイル３とスイッチ素子４との
それぞれに直流変流器あるいは低抵抗を挿入してそれら
の信号を加算する方法でもよい。
また電圧検出手段としては、入力端子１０．１１から直
接Ｍ流口路を介して得ることもできる。その場合は絶縁
手段として小型変圧器あるいは光結合素子を間に挿入す
る必要がある。
接Ｍ流口路を介して得ることもできる。その場合は絶縁
手段として小型変圧器あるいは光結合素子を間に挿入す
る必要がある。
第１図に示す回路図は一実施例であって、整流回路２と
スイッチ素子４とフライホイールダイオード５とのそれ
ぞれの極性を入れ換えることにより同様の作用をする。
スイッチ素子４とフライホイールダイオード５とのそれ
ぞれの極性を入れ換えることにより同様の作用をする。
そしてフライホイールダイオード５は一方向性スイッチ
ング素子であれば。
ング素子であれば。
通常のダイオードに限らず、シ碧ットキーダイオードで
もよく、スイッチ素子４としては電界効果トランジスタ
、バイポーラトランジスタ、 ＩＧＢＴ等が使える。
もよく、スイッチ素子４としては電界効果トランジスタ
、バイポーラトランジスタ、 ＩＧＢＴ等が使える。
本発明は以上述べたような特徴を有しているので、直流
電源装置においてスイッチ素子、チタークコイル、フラ
イホイールダイオードや入力ラインフィルタの実効電流
とｄｉ／ｄｔが小さくなり、各損失が低下し２発生雑音
も小さくなり、力率、効率が向１するいう効果が得られ
る。そして各無効電力が減少するので、主回路部品の定
格を低下でき、経済的である。
電源装置においてスイッチ素子、チタークコイル、フラ
イホイールダイオードや入力ラインフィルタの実効電流
とｄｉ／ｄｔが小さくなり、各損失が低下し２発生雑音
も小さくなり、力率、効率が向１するいう効果が得られ
る。そして各無効電力が減少するので、主回路部品の定
格を低下でき、経済的である。
第１図は本発明に係る直流電源装置の実施例を示し、ｆ
Ｉ４２図は第１図に示す装置の動作を説明するための各
部の波形図を示し、第３図は従来の直Ｉ１１電源装置の
回路図を示し、第４図は第３図に示す回路の動作波形を
示す。 ｌ・・・変ｍｌ ２・・・整流回路３・・
・チョークコイル、 ４・・・スイッチ素子５・・・
フライホイールダイオード ６・・・誤差増幅器、７・・・乗算器、８・・・コンパ
レータ９・・・フリップフロップ回路 １０、ｌｌ・・・入力端子 １２．１３・・・出力端子
１４・・・ラインフィルタ、 １５・・・整流回路１
Ｇ・・・基準電圧源５ ＣＩ・・・コンデンサ ［１ｌ−Ｒ９・・・抵抗器。 ＲＬ・・・負荷
Ｉ４２図は第１図に示す装置の動作を説明するための各
部の波形図を示し、第３図は従来の直Ｉ１１電源装置の
回路図を示し、第４図は第３図に示す回路の動作波形を
示す。 ｌ・・・変ｍｌ ２・・・整流回路３・・
・チョークコイル、 ４・・・スイッチ素子５・・・
フライホイールダイオード ６・・・誤差増幅器、７・・・乗算器、８・・・コンパ
レータ９・・・フリップフロップ回路 １０、ｌｌ・・・入力端子 １２．１３・・・出力端子
１４・・・ラインフィルタ、 １５・・・整流回路１
Ｇ・・・基準電圧源５ ＣＩ・・・コンデンサ ［１ｌ−Ｒ９・・・抵抗器。 ＲＬ・・・負荷
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力交流電源に接続された両波整流器、該両波整流器の
出力に接続されたチョークコイル、該チョークコイルに
スイッチング素子を接続するともに、前記チョークコイ
ルに一方向性スイッチング素子を介して負荷に直流電力
を供給する直流電源装置において、 前記負荷の電圧の比例値と基準電圧との差電圧と、前記
入力交流電源の電圧の絶対値の比例値との乗算手段を備
えて、前記チョークコイルの電流の絶対値の比例値と前
記乗算信号とを履歴特性を有する電圧比較器により前記
スイッチング素子を駆動することを特徴とする直流電源
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23397088A JPH0284069A (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23397088A JPH0284069A (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0284069A true JPH0284069A (ja) | 1990-03-26 |
Family
ID=16963492
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23397088A Pending JPH0284069A (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0284069A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0442779A (ja) * | 1990-06-05 | 1992-02-13 | Sanken Electric Co Ltd | 電源装置 |
| JPH0421192U (ja) * | 1990-06-12 | 1992-02-21 | ||
| JPH0425481U (ja) * | 1990-06-20 | 1992-02-28 | ||
| JPH04168975A (ja) * | 1990-11-01 | 1992-06-17 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | 電源装置 |
| JPH0698536A (ja) * | 1992-07-03 | 1994-04-08 | Samsung Electron Co Ltd | 力率補正回路 |
| EP0600809A1 (fr) * | 1992-11-30 | 1994-06-08 | ALPES TECHNOLOGIES (société anonyme) | Compensateur dynamique de courant électrique alternatif |
| JPH06197558A (ja) * | 1992-08-25 | 1994-07-15 | General Electric Co <Ge> | 力率補正機能を有する電源回路 |
| JP2010022125A (ja) * | 2008-07-10 | 2010-01-28 | Cosel Co Ltd | 多相力率改善回路 |
| WO2010106701A1 (ja) * | 2009-03-18 | 2010-09-23 | 株式会社村田製作所 | Ｐｆｃコンバータ |
| JP2012182867A (ja) * | 2011-02-28 | 2012-09-20 | Denso Corp | 電源装置 |
-
1988
- 1988-09-19 JP JP23397088A patent/JPH0284069A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0442779A (ja) * | 1990-06-05 | 1992-02-13 | Sanken Electric Co Ltd | 電源装置 |
| JPH0421192U (ja) * | 1990-06-12 | 1992-02-21 | ||
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| JPH0698536A (ja) * | 1992-07-03 | 1994-04-08 | Samsung Electron Co Ltd | 力率補正回路 |
| JPH06197558A (ja) * | 1992-08-25 | 1994-07-15 | General Electric Co <Ge> | 力率補正機能を有する電源回路 |
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| WO2010106701A1 (ja) * | 2009-03-18 | 2010-09-23 | 株式会社村田製作所 | Ｐｆｃコンバータ |
| JP5104946B2 (ja) * | 2009-03-18 | 2012-12-19 | 株式会社村田製作所 | Ｐｆｃコンバータ |
| US8427853B2 (en) | 2009-03-18 | 2013-04-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter including operation mode determination unit |
| JP2012182867A (ja) * | 2011-02-28 | 2012-09-20 | Denso Corp | 電源装置 |
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