JPH0446080B2 - - Google Patents
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- JPH0446080B2 JPH0446080B2 JP59050034A JP5003484A JPH0446080B2 JP H0446080 B2 JPH0446080 B2 JP H0446080B2 JP 59050034 A JP59050034 A JP 59050034A JP 5003484 A JP5003484 A JP 5003484A JP H0446080 B2 JPH0446080 B2 JP H0446080B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
- H02P2201/03—AC-DC converter stage controlled to provide a defined DC link voltage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、サイクロコンバータ制御方法、より
詳細には、交流電動機の各相ごとに第１の交流電
圧から可変電圧・可変周波数の第２の交流電圧を
得る変換手段を備え、第２の交流電圧の周波数の
３倍の周波数の交流バイアス電圧を重畳して第２
の交流電圧を台形波状に制御することにより入力
力率の改善を図るサイクロコンバータ制御方法、
に関するものである。
詳細には、交流電動機の各相ごとに第１の交流電
圧から可変電圧・可変周波数の第２の交流電圧を
得る変換手段を備え、第２の交流電圧の周波数の
３倍の周波数の交流バイアス電圧を重畳して第２
の交流電圧を台形波状に制御することにより入力
力率の改善を図るサイクロコンバータ制御方法、
に関するものである。
サイクロコンバータの出力電圧を、正弦波電動
機電圧に奇数高調波バイアス電圧を重畳する形で
台形波状に制御することにより入力力率の改善を
図る、いわゆるバイアス制御が知られている。こ
の制御方式は、正弦波状に変化する電動機電圧に
対し、バイアス電圧を重畳して、サイクロコンバ
ータの出力電圧を高い状態で動作させるものであ
る。一般的には負荷電圧の３倍調波分を、負荷電
圧位相を考慮して与え、サイクロコンバータの出
力電圧の波高値の低減することによつてほぼ台形
波状の出力電圧を得ている。そうすることにより
入力変圧器の二次電圧を低減することができ、さ
らにサイクロコンバータの出力電圧を高い状態に
して運転できる領域が拡大されることになつて入
力力率の改善を図ることができる。
機電圧に奇数高調波バイアス電圧を重畳する形で
台形波状に制御することにより入力力率の改善を
図る、いわゆるバイアス制御が知られている。こ
の制御方式は、正弦波状に変化する電動機電圧に
対し、バイアス電圧を重畳して、サイクロコンバ
ータの出力電圧を高い状態で動作させるものであ
る。一般的には負荷電圧の３倍調波分を、負荷電
圧位相を考慮して与え、サイクロコンバータの出
力電圧の波高値の低減することによつてほぼ台形
波状の出力電圧を得ている。そうすることにより
入力変圧器の二次電圧を低減することができ、さ
らにサイクロコンバータの出力電圧を高い状態に
して運転できる領域が拡大されることになつて入
力力率の改善を図ることができる。
第１図はそのような制御方法を実施する装置の
主回路構成を示すものである。とくにここでは台
形波状出力電圧を得るために各相ごとの変換器の
直列接続数を２とした場合の構成例が示されてい
る。この接続数は場合により１または３以上のこ
ともあり得る。第１図において入力変圧器１，
２，３の一次巻線１１，２１，３１はそれぞれ図
示していない三相交流電源に接続され、各２組の
二次巻線１２，１３，２２，２３，３２，３３は
それぞれ変換器４１１，４１２，４２１，４２
２，４３１，４３２の交流入力側に接続されてい
る。これらの変換器はそれぞれ第２図に示すよう
に逆並列接続された正出力用および負出力用の一
対の可逆サイリスタコンバータ４Ｐ，４Ｎから成
つている。各コンバータ自体は三相ブリツジ整流
回路として構成されている。変換器４１１，４１
２は直流出力側で直列接続され、交流電動機５の
Ｕ相巻線に正逆両方向の電流を流し得るＵ相変換
器４１を構成する。同様に変換器４２１，４２２
はＶ相変換器４２を、変換器４３１，４３２はＷ
相変換器４３をそれぞれ構成する。Ｕ，Ｖ，Ｗ各
相変換器４１，４２，４３はその出力電流が互い
に120゜の位相差を有する三相交流電流となるよう
に図示していない制御装置により制御される。各
相において直列に接続された２組の変換器はそれ
ぞれの動作電圧が高くなるように非対称に位相制
御される。
主回路構成を示すものである。とくにここでは台
形波状出力電圧を得るために各相ごとの変換器の
直列接続数を２とした場合の構成例が示されてい
る。この接続数は場合により１または３以上のこ
ともあり得る。第１図において入力変圧器１，
２，３の一次巻線１１，２１，３１はそれぞれ図
示していない三相交流電源に接続され、各２組の
二次巻線１２，１３，２２，２３，３２，３３は
それぞれ変換器４１１，４１２，４２１，４２
２，４３１，４３２の交流入力側に接続されてい
る。これらの変換器はそれぞれ第２図に示すよう
に逆並列接続された正出力用および負出力用の一
対の可逆サイリスタコンバータ４Ｐ，４Ｎから成
つている。各コンバータ自体は三相ブリツジ整流
回路として構成されている。変換器４１１，４１
２は直流出力側で直列接続され、交流電動機５の
Ｕ相巻線に正逆両方向の電流を流し得るＵ相変換
器４１を構成する。同様に変換器４２１，４２２
はＶ相変換器４２を、変換器４３１，４３２はＷ
相変換器４３をそれぞれ構成する。Ｕ，Ｖ，Ｗ各
相変換器４１，４２，４３はその出力電流が互い
に120゜の位相差を有する三相交流電流となるよう
に図示していない制御装置により制御される。各
相において直列に接続された２組の変換器はそれ
ぞれの動作電圧が高くなるように非対称に位相制
御される。
たとえば、いまＵ相変換器４１の出力電圧を
VU、変換器４１１，４１２の出力電圧をそれぞ
れV1U，V2Uとして周知の非対称制御とバイアス
制御を組合せて実施した場合、各出力電圧VU，
V1U，V2Uおよび変換器出力線間電圧VU-V（Ｕ，Ｖ
相の線間電圧）の波形は第３図に示すようにな
る。出力電圧VUは、破線で示す波高値VMの正弦
波電動機相電圧VPに対して３倍調波の電圧が重
畳されてほぼ台形波状の出力波形となり、出力電
圧波高値が低減されていることが分かる。入力変
圧器１，２，３の二次電圧は各変換器の最大出力
電圧値に応じて選定されるため、以上のバイアス
制御により変圧器二次電圧すなわちサイクロコン
バータ入力電圧をより低く設計することができ
る。なお、第３図中、VDは変換器４１１，４１
２の最大出力電圧である。
VU、変換器４１１，４１２の出力電圧をそれぞ
れV1U，V2Uとして周知の非対称制御とバイアス
制御を組合せて実施した場合、各出力電圧VU，
V1U，V2Uおよび変換器出力線間電圧VU-V（Ｕ，Ｖ
相の線間電圧）の波形は第３図に示すようにな
る。出力電圧VUは、破線で示す波高値VMの正弦
波電動機相電圧VPに対して３倍調波の電圧が重
畳されてほぼ台形波状の出力波形となり、出力電
圧波高値が低減されていることが分かる。入力変
圧器１，２，３の二次電圧は各変換器の最大出力
電圧値に応じて選定されるため、以上のバイアス
制御により変圧器二次電圧すなわちサイクロコン
バータ入力電圧をより低く設計することができ
る。なお、第３図中、VDは変換器４１１，４１
２の最大出力電圧である。
第３図に示すように変換器４１１，４１２の出
力電圧V1U，V2Uを図示のごとく非対称制御する
ことにより所定周波数の対称台形波状出力電圧
VUを得るに際して、変換器４１１が最大出力電
圧VDで運転される場合、変換器４１２の出力電
圧V2UはVU−VDで与えられ、逆に変換器４１２
が最大出力電圧VDで運転される場合には、変換
器４１１の出力電圧V1UがVU−VDで与えられる。
このように両変換器４１１，４１２のうちの一方
は必ず最大出力電圧VDで運転されることになり、
入力力率の改善を図ることができる。
力電圧V1U，V2Uを図示のごとく非対称制御する
ことにより所定周波数の対称台形波状出力電圧
VUを得るに際して、変換器４１１が最大出力電
圧VDで運転される場合、変換器４１２の出力電
圧V2UはVU−VDで与えられ、逆に変換器４１２
が最大出力電圧VDで運転される場合には、変換
器４１１の出力電圧V1UがVU−VDで与えられる。
このように両変換器４１１，４１２のうちの一方
は必ず最大出力電圧VDで運転されることになり、
入力力率の改善を図ることができる。
以上の制御を行なつた場合のサイクロコンバー
タの発生無効電力を、バイアス制御ありの場合を
PIB、なしの場合をPINとして、各場合について入
力変圧器二次電圧値を同じに設定したときの出力
電圧比γの関数として計算した結果を第４図に示
す。ここで無効電力PIは、出力電圧比γ＝１のと
きの電動機有効電力PRが１（＝100％）となるよ
うに規格化している。出力電圧γは入力変圧器二
次電圧実効値をVI、サイクロコンバータ出力の
線間電圧実効値をVOとして、 γ＝√２・（VO／√３）／（３／π）・√２・VI ……(1)で定義し、その最大値は、バイアス制御あ
りの場合は、バイアス制御なしの場合をγ＝１と
して２／√３となる。これは、バイアス制御あり
の場合には、サイクロコンバータ出力電圧VUの
波高値が第３図における破線の正弦波相電圧VP
の波高値VMに対し√３／２まで低減可能である
ことによつている。
タの発生無効電力を、バイアス制御ありの場合を
PIB、なしの場合をPINとして、各場合について入
力変圧器二次電圧値を同じに設定したときの出力
電圧比γの関数として計算した結果を第４図に示
す。ここで無効電力PIは、出力電圧比γ＝１のと
きの電動機有効電力PRが１（＝100％）となるよ
うに規格化している。出力電圧γは入力変圧器二
次電圧実効値をVI、サイクロコンバータ出力の
線間電圧実効値をVOとして、 γ＝√２・（VO／√３）／（３／π）・√２・VI ……(1)で定義し、その最大値は、バイアス制御あ
りの場合は、バイアス制御なしの場合をγ＝１と
して２／√３となる。これは、バイアス制御あり
の場合には、サイクロコンバータ出力電圧VUの
波高値が第３図における破線の正弦波相電圧VP
の波高値VMに対し√３／２まで低減可能である
ことによつている。
第４図から明らかなように、バイアス制御適用
により入力変圧器二次電圧を一旦低減した状態に
選定した後では、出力電圧比γが小さい領域での
運転に対し、バイアス制御なしの場合の方があり
の場合よりも発生無効電力の小さいことが分か
る。また、第４図において出力電圧比γが１以下
の場合では、サイクロコンバータの出力電圧VU
が正弦波を呈していても選定された変圧器二次電
圧で運転可能であることを示している。この場
合、バイアス電圧が重畳されると、サイクロコン
バータの出力電圧波高値が低く抑えられることに
なり、逆に無効電力が増えることになる。
により入力変圧器二次電圧を一旦低減した状態に
選定した後では、出力電圧比γが小さい領域での
運転に対し、バイアス制御なしの場合の方があり
の場合よりも発生無効電力の小さいことが分か
る。また、第４図において出力電圧比γが１以下
の場合では、サイクロコンバータの出力電圧VU
が正弦波を呈していても選定された変圧器二次電
圧で運転可能であることを示している。この場
合、バイアス電圧が重畳されると、サイクロコン
バータの出力電圧波高値が低く抑えられることに
なり、逆に無効電力が増えることになる。
一般に入力変圧器二次電圧は、最大周波数にお
ける過負荷運転時の交流電動機の最大電圧のもと
で安定に運転できるように選定されなければなら
ない。とくに圧延主機への適用など、大容量電動
機の自動弱め運転がある場合には、ベース速度と
トツプ速度における電動機端子電圧が大きく変化
することが多く、したがつて弱め領域およびベー
ス速度以下では出力電圧比γが最大値よりも小さ
い値のところで運転されることになる。このた
め、電動機の正弦波相電圧に対し一定の割合のバ
イアス電圧を重畳する従来の制御方法では、サイ
クロコンバータの最大出力電圧値以外のところで
は無効電力低減効果が少なくなつていることにな
る。また、サイクロコンバータの最大発生無効電
力はベース速度以下における過負荷運転時であ
り、この条件での力率改善効果の小さいことは、
最大無効電力を低減して系統のフイルタ容量を下
げるという経済的効果を失わせることにもなる。
ける過負荷運転時の交流電動機の最大電圧のもと
で安定に運転できるように選定されなければなら
ない。とくに圧延主機への適用など、大容量電動
機の自動弱め運転がある場合には、ベース速度と
トツプ速度における電動機端子電圧が大きく変化
することが多く、したがつて弱め領域およびベー
ス速度以下では出力電圧比γが最大値よりも小さ
い値のところで運転されることになる。このた
め、電動機の正弦波相電圧に対し一定の割合のバ
イアス電圧を重畳する従来の制御方法では、サイ
クロコンバータの最大出力電圧値以外のところで
は無効電力低減効果が少なくなつていることにな
る。また、サイクロコンバータの最大発生無効電
力はベース速度以下における過負荷運転時であ
り、この条件での力率改善効果の小さいことは、
最大無効電力を低減して系統のフイルタ容量を下
げるという経済的効果を失わせることにもなる。
したがつて本発明の目的は以上述べた従来技術
の欠点を除去し、電動機電圧が最大値を下まわる
値をとる場合にも入力力率の改善を達成し得るサ
イクロコンバータ制御方法を提供することにあ
る。
の欠点を除去し、電動機電圧が最大値を下まわる
値をとる場合にも入力力率の改善を達成し得るサ
イクロコンバータ制御方法を提供することにあ
る。
上記目的を達成するために本発明は、電動機最
大相電圧値に対し、サイクロコンバータの出力電
圧波高値を最大限低減させ、その結果としてサイ
クロコンバータの入力電圧すなわち入力変圧器の
二次電圧を低く選定できるように、電動機相電圧
最大振幅値に対し、一定の割合の振幅を持つた３
倍調波の交流バイアス量を重畳し、さらに電動機
相電圧が最大値未満の場合には、できるだけ最大
値に近い出力電圧で動作可能となるように、正弦
波相電圧に重畳するバイアス量を調節することを
特徴とするものである。
大相電圧値に対し、サイクロコンバータの出力電
圧波高値を最大限低減させ、その結果としてサイ
クロコンバータの入力電圧すなわち入力変圧器の
二次電圧を低く選定できるように、電動機相電圧
最大振幅値に対し、一定の割合の振幅を持つた３
倍調波の交流バイアス量を重畳し、さらに電動機
相電圧が最大値未満の場合には、できるだけ最大
値に近い出力電圧で動作可能となるように、正弦
波相電圧に重畳するバイアス量を調節することを
特徴とするものである。
以下、図面を参照しながら本発明をさらに詳細
に説明する。
に説明する。
第５図は電動機相電圧VP（Ｕ相）がVM・sinωt
なる形で最大値をとるときのＵ相変換器４１の出
力電圧VUと、電動機相電圧VPに重畳するバイア
ス電圧VBとを示すものである。このバイアス電
圧は VB＝１／６VM・sin（3ωt） として与えたものであり、電動機電圧VP＝VM・
sinωtに対し、変換器出力電圧VUの波高値を最小
にする条件から振幅成分1/6・VMが与えられる。
この点に関しては第３図に示す従来方式と同一で
あるが、本発明においてはあくまでも電動機相電
圧が最大値を与える場合にのみこの値のバイアス
電圧にするのが特徴である。変換器出力電圧VU
は電動機相電圧VPとバイアス電圧VBとの和で表
され、 VU＝VM・sinωt＋１／６VM・sin（3ωt） ……(2) となる。
なる形で最大値をとるときのＵ相変換器４１の出
力電圧VUと、電動機相電圧VPに重畳するバイア
ス電圧VBとを示すものである。このバイアス電
圧は VB＝１／６VM・sin（3ωt） として与えたものであり、電動機電圧VP＝VM・
sinωtに対し、変換器出力電圧VUの波高値を最小
にする条件から振幅成分1/6・VMが与えられる。
この点に関しては第３図に示す従来方式と同一で
あるが、本発明においてはあくまでも電動機相電
圧が最大値を与える場合にのみこの値のバイアス
電圧にするのが特徴である。変換器出力電圧VU
は電動機相電圧VPとバイアス電圧VBとの和で表
され、 VU＝VM・sinωt＋１／６VM・sin（3ωt） ……(2) となる。
すでに述べたとおり、第３図に示す従来の制御
方法においては、電動機の全出力電圧範囲で常に
相電圧出力波高値VMの1/6をバイアス量として一
義的に与えていた。そのため、電動機出力電圧が
低い場合には逆に変換器出力電圧VUの波高値を
低く抑えることになり、台形波状の出力電圧によ
る無効電力低減効果が少なくなるのであつた。
方法においては、電動機の全出力電圧範囲で常に
相電圧出力波高値VMの1/6をバイアス量として一
義的に与えていた。そのため、電動機出力電圧が
低い場合には逆に変換器出力電圧VUの波高値を
低く抑えることになり、台形波状の出力電圧によ
る無効電力低減効果が少なくなるのであつた。
これに対し、ここで述べている本発明の実施例
においては、バイアス量として電動機電圧出力波
高値VMの1/6を加算するのは、入力変圧器二次電
圧をできるだけ低く選定するために電動機最大出
力電圧値の場合のみに限定し、電動機相電圧が最
大値未満の場合には、第６図に示すように、バイ
アス電圧VBを、電動機相電圧VMの大きさに応じ
て例えば次式に従つて調節された大きさとする。
すなわち、 V100≦VM≦V115
においては、バイアス量として電動機電圧出力波
高値VMの1/6を加算するのは、入力変圧器二次電
圧をできるだけ低く選定するために電動機最大出
力電圧値の場合のみに限定し、電動機相電圧が最
大値未満の場合には、第６図に示すように、バイ
アス電圧VBを、電動機相電圧VMの大きさに応じ
て例えば次式に従つて調節された大きさとする。
すなわち、 V100≦VM≦V115
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電動機の各相ごとに第１の交流電圧から
可変電圧・可変周波数の第２の交流電圧を得る変
換手段を備え、前記第２の交流電圧の周波数の３
倍の周波数の交流バイアス電圧を重畳して前記第
２の交流電圧を台形波状に制御するサイクロコン
バータ制御方法において、 前記変換手段の最大出力電圧が前記交流電動機
の波高値電圧以上の場合は前記交流バイアス電圧
を零にし、前記最大出力電圧が前記波高値電圧に
達しない場合は前記交流バイアス電圧を前記変換
手段の出力電圧が最大電圧以下となる値に制御す
ることを特徴とするサイクロコンバータ制御方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59050034A JPS60194794A (ja) | 1984-03-15 | 1984-03-15 | サイクロコンバ−タ制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59050034A JPS60194794A (ja) | 1984-03-15 | 1984-03-15 | サイクロコンバ−タ制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60194794A JPS60194794A (ja) | 1985-10-03 |
| JPH0446080B2 true JPH0446080B2 (ja) | 1992-07-28 |
Family
ID=12847711
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59050034A Granted JPS60194794A (ja) | 1984-03-15 | 1984-03-15 | サイクロコンバ−タ制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60194794A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01292377A (ja) * | 1988-05-19 | 1989-11-24 | Canon Inc | 画像形成装置の転写材分離装置 |
| JPH01292369A (ja) * | 1988-05-20 | 1989-11-24 | Canon Inc | コロナ放電装置 |
| JP4581603B2 (ja) * | 2004-09-29 | 2010-11-17 | パナソニック株式会社 | 電動機駆動装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58148668A (ja) * | 1982-02-26 | 1983-09-03 | Fuji Electric Co Ltd | 多相サイクロコンバ−タの出力電圧制御方式 |
-
1984
- 1984-03-15 JP JP59050034A patent/JPS60194794A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60194794A (ja) | 1985-10-03 |
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