JPH0446392B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （本発明の属する技術の分野） 本発明は、航空機、飛しよう体、あるいは車両
などの目標に電波を照射し、それらの目標から反
射して来る電波を媒体として目標の距離及び角度
を追尾するモノパルスレーダにおいて、照射する
電波を秘とく性の高い広帯域変調形式で送信し
て、目標からの反射波を狭帯域受信機で受信し、
モノパルスレーダから目標までの距離及び目標の
角度を追尾するモノパルスレーダの改良に関する
ものである。

（本発明の背景） 従来の測距レーダには、大別して、パルス方式
と連続波方式があるが、連続波方式はレーダ自身
が目標に照射する電波が常にレーダ自身内にある
受信機に漏れ込んでしまうため、受信機を高感度
にすることは難しかつた。そのために測距レーダ
はパルス方式が比較的良く使用されている。

パルス方式のレーダは使用するパルス変調形式
から受信機の帯域幅は広く取る必要があり、受信
機雑音が多くなるために感度はあまり良くない。
その上、受信機帯域幅が広いため目標側が行なう
電波妨害にも弱いという重大な欠点がある。

対電波妨害に関するレーダ技術については、こ
れまでさまざまな方法が提案されているが、レー
ダ自身が目標に向けて照射する電波の周波数及び
形式が目標側に察知されないような電波形式の電
波を目標に照射することができれば、対電波妨害
の根本的な解決の一つになるはずである。

上で述べた理由によつてこれからのモノパルス
レーダの進むべき一つの方向は、 (ア) 送信出力の受信機への漏れ込みによつて受信
機の感度が劣化場合には、変調形式をパルス方
式にして送信と受信を切り換え、さらにパルス
繰り返し周波数を可変にすることによつて送信
パルスと受信反射波パルスの一致を防ぎ、受信
電力の低下を防ぐ、 (イ) 送信する電波の形式はできだけ広いスペクト
ルを使用し、かつ、秘とく性の高い変調形式を
選ぶ、 (ウ) 受信機の前段において帯域幅はできだけ狭く
することにより、混変調妨害を減少させ、対電
波妨害能力を向上させ、あわせて、高感度化を
はかる、 (エ) 従来からあるモノパルス測角レーダにおい
て、角度信号及び距離信号の復調を狭帯域受信
方式で実現する、 などでありこれらの同時実現が強く要望されてい
る。

（従来技術とその一般的問題点） 第４図のブロツク線図と第５図のタイムチヤー
トを用いて、モノパルスレーダの従来例について
説明する。

基準パルス発生器５７の出力である基準パルス
発生器出力２９は整形回路５８の所定のパルス幅
のパルスに波形整形されて基準パルス２３にな
る。

送信源５９で作られる送信源出力１５は、前記
基準パルス３２が加えられたパルス変調器６０に
よつてパルス変調されて、パルス変調器出力２４
になり、電力増幅器６１によつて増幅されて、電
力増幅器出力４７になり、送信アンテナ５０によ
つて、送信出力１８として目標に向けて送信され
る。

目標からの反射波は送信からＴ（秒）だけ遅れ
て、受信入力１としてモノパルスアンテナ５１に
て受信されて、モノパルスアンテナ和出力２にな
る。ここで、モノパルスアンテナ和出力２は目標
の距離情報を含むものである。局部発振器５６で
作られ局部発振器出力１３は第３混合器５２によ
つてモノパルスアンテナ和出力２とともに混合さ
れて、混合器出力３６になり、第３中間周波増幅
器５３によつて増幅されて第３中間周波増幅器出
力３７になつて、振幅検波器５４によつて振幅検
波されて振幅検波器出力１０になる。表示器５５
では、前記基準パルス２３を基準にして、振幅検
波器出力１０より得た距離演算出力２６を表示す
ることによつて、レーダから目標までの距離は求
められる。

さらに、モノパルスアンテナ５１の出力の１つ
である方位角差出力１１は、第５混合器７９にお
いて中間周波数に変換され、第５混合器出力１２
になり、第５中間周波増幅器８０において増幅さ
れ、第５中間周波増幅器出力１４となつて第１同
期検波器８１に加えられ、該第１同期検波器８１
において第３中間周波増幅器出力３７を基準信号
として同期検波され、方位角誤差信号３２にな
る。

なお、第３中間周波増幅器５３及び第５中間周
波増幅器８０は受信される目標からの反射波のパ
ルス幅を保持する必要から広帯域の中間周波増幅
器になつている。

前記モノパルスアナ５１の高低角差出力３２５
の復調は、例えば独立の中間周波増幅器及び同期
検波器を用いて方位角差出力１１の場合と同様の
処理で高低角誤差信号を得ることができる。

（従来技術の具体的問題点） 目標を捜索し検知して追尾する追尾レーダでは
目標を正確に追尾することもさることながら、目
標側から妨害を受けてもなおかつ目標を正確に追
尾できる性能が重要である。

いま送信出力１８をS₁₈とすると S₁₈＝Ｐ（sinωpt）cosωt ……(1) の信号が目標に照射される。ただし、Ｐ
（sinωpt）は第５図の送信出力１８のパルス振幅
変調信号であり、ωpはパルス繰り返しの角周波
数である。

この場合、目標は角周波数ωの信号がレーダか
ら照射されていることを周波数カウンタあるいは
周波数分析器によつて察知し、レーダに対して角
周波数ωの周波数の信号あるいは中心角周波数が
ωの雑音変調信号を容易に送り返すことができ、
相手側レーダの目標追尾に容易に妨害をかけるこ
とができる。

目標からの反射波である受信入力１、すなわ
ち、受信信号S₁は S₁＝ｑ［sinωp（ｔ−Ｔ）］ cos［ω（ｔ−Ｔ）］ ……(2) である。ただしＴはレーダから目標までの往復の
時間であり、ｑ［sinωp（ｔ−Ｔ）］は受信信号の
パルス変調項である（従つて、、関数ｑ［sinωp
（ｔ−Ｔ）］は関数ｐ［sinωq（ｔ−Ｔ）］を含んい
る。）。

時間Ｔを知れば、目標までの距離は１マイクロ
秒＝150ｍの関係から求まる。しかし、レーダか
ら目標までの距離を求めるためには、広帯域信号
であるｑ［sinωp（ｔ−Ｔ）］を復調する必要があ
り、受信機は当然広帯域になり、妨害を受けやす
くなる。したがつてモロパルスレーダの送信信号
を目標側に知られないようにすることがモノパル
スレーダの対電波妨害の立場から根本的解決の一
方法である。

（本発明の目的） 本発明は、モノパルスレーダの送信電波の変調
形式を、目標側において容易にレーダの使用周波
数を察知されないように０とπ（円周率）の２位
相の位相変調となし、０とπ（円周率）の２位相
で位置変調された広帯域のパルス波を目標に向け
照射し、目標からの広帯域信号を狭帯域の中間周
波数で受信が可能な、極めて電波的に秘とく性の
高い、そして対電波妨害能力の高い２位相変調の
モノパルスレーダを提供することを目的とする。

（本発明構成の要点） 第１図の実施例を詳細に説明するに先立つて、
第２図及び第３図のタイムチヤートを用いて本発
明における距離信号（本実施例では距離誤差信号
３３として得られる）の復調の原理的な説明をす
る。

第２図において、パルス変調のための信号（パ
ルス整形回路出力）２２に同期した送信出力１８
は、ωの搬層波の角周波数とすると、cosωtと−
cosωtの信号を交互に送信する。ここで、送信信
号はパルス位相変調あるいはパルス平衡変調と呼
ばれるものであるので、送信出力１８のスペクト
ルをみると、送信出力１８の中心周波数であるω
のスペクトル成分はほとんどゼロである。受信機
は、レーダと目標まで距離に相当する時間Ｔ（秒）
だけ遅れて目標からの反射波である受信入力１を
受信する。受信入力１は送信出力１８と同様に
［cosω（ｔ−Ｔ）、−cosω（ｔ−Ｔ）］のペアで受信
されるので（モノパルスアンテナ和出力２も同様
である）、中間周波増幅器の帯域幅を狭くして受
信する従来技術による単なる狭帯域受信機では、
［cosω（ｔ−Ｔ）と−cosω（ｔ−Ｔ）］のペアは狭
帯域フイルタによつて波されて、出力はほとんど
ゼロになつてしまう。

このことは、本発明における送信出力１８が、
電波妨害をかける立場からみるとレーダ周波数を
解読して妨害電波を発生することが困難で電波的
に秘とく性が高いことを意味している。

これまで、送信ごとにcosωt、−cosωを切り換
える場合について説明したが必ずしもそうである
必要はなく０相とπ相の出現回数がほぼ同数であ
ればよい。

さて、送信源出力１５（S₁₅）を次のように定
める。

S₁₅＝sinωt ……(3) ただし、ωは送信源出力１５の搬送波の角周波
数である。

第３位相変調器出力１６（S₁₆）は S₁₆＝sin［ωt＋π／２Sign（sinωst）］ ……(4) となる。ただし、ωsは信号発生器出力２０の角
周波数である。さらに Sign ｘ＝１ ０ ‐１ ｘ＞０ ｘ＝０ ｘ＜０ ……(5) である。

パルス変調器出力２４、電力増幅器出力４７及
び送信出力１８（S₁₈）は同じ表現が可能であり、
次のようになる。

S₁₈＝Ｐ（sinωpt）sin［ωt＋π／２Sign（si
nωst）］ ＝Ｐ（sinωpt）sin［π／２Sign（sinωst
）］cosωt……(6) となる。ただし S₂₂＝Ｐ（sinωpt） ……(7) である。この式(7)はパルス整形回路出力２２を示
すものである。

式(6)の送信出力１８の場合は、目標からの反射
波である受信入力１の距離情報を復調する原理を
説明する。受信入力１（S₁）はＴだけ送信より遅
れて受信されるので S₁＝ｑ［sinωp（ｔ−Ｔ）］×sin｛π／２Sign［sin
ωst−Ｔ）］｝cosω（ｔ−Ｔ）……(8) となる。

受信入力１（S₁）を中間周波数に落とすため
に、２個の互いに直交した第１あ位相変調器出力
７（S₇）及び第２位相変調器出力８（S₈）を用い
て第１混合器６２及び第２混合器６３へのスイツ
チング信号とする。ここで、第１位相変調器出力
７（S₇）は S₇＝sin｛π／２Sign［sinωs（ｔ−τ
）］｝×cos［ω_l（ｔ−τ）］……(9) とする。ただし、τは遅延量である。第２位相変
調器出力８（S₈）は S₈＝sin｛π／２Sign［cosωs（ｔ−τ
）］｝×cos［ω_l（ｔ−τ）］……(10) とする。また、次の関係式、式（11）、（12） sin｛π／２Sign［sinωs（ｔ−Ｔ）］｝ ×sin｛π／２Sign［sinωs（ｔ−τ）］｝ ≒cosω（ｔ−Ｔ） ……（11） −sin｛π／２Sign［sinωs（ｔ−Ｔ）］｝ ×sin｛π／２Sign［sinωs（ｔ−τ）］｝ ≒cosω（Ｔ−τ） ……（12） が成立する。ただし、 は一周期の平均である。

したがつて、第１混合器出力３（S₃）は S₃＝ｑ［sinωp（ｔ−Ｔ）］cosωs（Ｔ−τ） ×cos［ｔ（ω−ω_l）−（ωT−ω_lτ）］……（13） となり、第２同期検波気６７の基準信号となる。
第２混合器出力４（S₄）は S₄＝ｑ［sinωp（ｔ−Ｔ）］sinωs（Ｔ−τ） ×cos［ｔ（ω−ω_l）−（ωT−ωτ）］ ……（14） となる。

目標までの往復時間Ｔ及びその推定値τは極め
て緩やかに変動する項であるので、Ｔ≒τの時に
は、第１混合器６２の掛算操作による式（13）の
振幅成分cosωs（Ｔ−τ）は、狭帯域信号である。
同様に、式（13）のＴ及びτに関する位相項
（ωT−ω_lτ）も狭帯域の信号である。送信側で
の変調によつて生じた両側帯波を除去可能な如く
狭帯域の第１中間周波増幅器６４では、パルス変
調信号ｑ［sinωp（ｔ−Ｔ）］が発生する周波数ス
ペクトルの内の角周波数ωp毎に現れる両側帯波
の周波数成分は除かれて、第１中間周波増幅器６
４の中心周波数付近の周波数スペクトルの狭帯域
信号のみが出力するので、第１中間周波増幅器出
力５（S₅）は、式（13）から S₅＝cosωs（Ｔ−τ） ×cos［ｔ（ω−ω_l）−（ωT−ω_lτ）］……（16） の狭帯域信号となり、第２同期検波器６７への基
準信号となる。

同様に、第２混合器６３の掛算操作による式
（14）の振幅成分sinωs（Ｔ−τ）は、狭帯域信号
である。前記両側帯波を除去可能な如く狭帯域の
第２中間周波増幅器６５では、前記両側帯波の周
波数成分は除かれて、第２中間周波増幅器６５の
中心周波数付近の周波数スペクトルの狭帯域信号
のみが出力するので、第２中間周波増幅器６
（S₆）は、式（14）から S₆＝sinωs（Ｔ−τ） ×cos［ｔ（ω−ω_l）−（ωT−ω_lτ）］……（17） の狭帯域信号となる。式（17）には、本発明の目
的である目標までの距離に相当する、目標までの
往復時間Ｔが、狭帯域信号であるにもかかわら
ず、位相変調による振幅成分sinωs（Ｔ−τ）に
含まれている。

距離情報に関する第２同期検波器出力９（S₉）
は S₉＝₅・₆＝sin2ωs（Ｔ−τ） ……（18） となり、式（18）は０を中心に正負の値をとり得
るので、第２同期検波器６７の出力として望まし
いことを示している。

したがつて、モノパルスレーダのなかで、レー
ダから目標までの距離Ｔに相当する信号を自由に
発生できれば、 Ｔ＝τ ……（19） となつて、式（18）を常に０にすることにより、
レーダが目標を追尾することができるとともに、
既知量τから目標までの距離を求めることができ
る。

（本発明の実施例） 第１図に示す本発明の実施例について説明す
る。

まず、初めに距離信号（本実施例では距離誤差
信号としてえられる）の検出動作について述べ
る。

信号発生器７５の出力である信号発生器出力２
０は、第３位相変調器７１において送信源５９の
出力である送信源出力１５を位相変調をして、π
ラジアンだけ位相差のある２位相の位相変調をし
た第３位相変調器出力１６とする。

距離信号発生器７６で作られる、レーダーが目
標に電波を照射し、再びレーダ受信機に反射して
来るまでの時間Ｔに相当する信号である距離信号
発生器出力４６は、パルス基準信号発生器７２に
加えられ、パルス基準信号発生器７２において目
標からの反射波の到着時間が送信出力１８の送信
時間と重ならないかどうかを演算されて、パルス
基準信号発生器出力２１になり、パルス整形回路
７３で所定のパルス幅の信号に作られてパルス整
形回路出力２２となる。

第３位相変調器出力１６はパルス変調器６０に
おいて、パルス整形回路出力２２を変調信号とし
て使うことによつて、パルス変調器出力２４にな
り、電力増幅器６１によつて増幅されて、電力増
幅器出力４７となり、送信アンテナ５０によつ
て、送信出力１８は目標に向けて照射される。

目標からの反射波である受信入力１は、モノパ
ルスアンテナ５１において受信されて、１つはモ
ノパルスアンテナ和出力２となり、第１混合器６
２及び第２混合器６３のそれぞれに分岐され、第
１位相変調器出力７及び第２位相変調器出力８を
それぞれ使つて、第１混合器出力３及び第２混合
器出力４に周波数変換される。

第１混合器出力３は第１中間周波増幅器６４に
て増幅されて第１中間周波増幅器出力５になり、
第２同期検波器６７への基準信号となる。

第２混合器出力４は、スイツチ信号発生器７８
の出力であるスイツチ信号発生器出力３１で切り
換え動作を制御される第１切換器６６を介して第
２中間周波増幅器６５に加えられ、ここで増幅さ
れ、第２中間周波増幅器出力になる。第２中間周
波増幅器出力６は第２同期検波器６７において同
期検波されて、同期検波器出力９となり、前記ス
イツチ信号発生器出力３１で切り換え動作を制御
される第２切換器７７を介して距離誤差信号３３
として取り出されるとともに、距離信号発生器７
６に入力される。

信号発生器出力２０のもう一方の出力は、遅延
器７４において、距離信号発生器出力４６を制御
信号として、第２同期検波器出力９を常にゼロに
なるように遅延量（τに相当）を変化させた、遅
延器出力１９になり、さらにπ／２位相器６９に
よりπ／２ラジアンだけ位相変化されたπ／２移
相器出力２７となる。そして、局部発振器５６で
作られる局部発振器出力１３は、前記π／２移相
器出力２７を受ける第１位相変調器７０におい
て、位相変調されて前記第１混合器６２に加えら
れる第１位相変調器出力７になる。一方、第２位
相変調器８２では、局部発振器出力１３を遅延器
出力１９によつて位相変調して第２位相変調器出
力８を作成する。この第２位相変調器出力８は第
２混合器６３に加えられる。

次に、目標の角度信号（本実施例では方位角誤
差信号等として得られる）の検出動作について述
べる。

モノパルスアンテナ５１の方位角差出力１１
は、第４混合器６８において第１位相変調器出力
７を使つて周波数変換されて第４混合器出力２８
となる。前記スイツチ信号発生器出力３１で切り
換え動作を制御される第１切換切６６において第
４混合器出力２８と第２混合器出力４は交互に切
り換えられて第１切換器出力３０となり、第２中
間周波増幅器６５に加えられて増幅され、第２中
間周波増幅器出力６になる。第２中間周波増幅器
出力は第２同期検波器６７において同期検波され
て、第２同期検波器出力９となり、前記スイツチ
信号発生器出力３１で切り換え動作を制御される
第２切換器７７を介して時分割で方位角誤差信号
３２として取り出される。

以上の実施例によつて、角度信号及び距離信
号、すなわち方位角誤差信号３２及び距離誤差信
号３３を共通の狭帯域の中間周波増幅器を用いて
増幅するという簡易な構成によりモノパルスレー
ダを実現できることの説明ができた。

（実施例の補足説明） (ア) 第１図では送信アンテナとモノパルスアンテ
ナを別々に構成して説明したが、送受信を同一
のアンテナで構成しても良い。

(イ) 第１図では信号発生器７５の出力を正弦波の
ような単一スペクトルの場合について説明した
が、ランダムノイズのような広いスペクトルを
持つた信号でもよい。

(ウ) これまで第２図に示すように位相変調はパル
ス繰り返しごとに実施する例について説明して
来たが、第３図の送信源出力１５及び信号発生
器出力２０に対応する送信出力１８に示すよう
に各パルス内で位相変調してもよい。なお第３
図はランダム信号を２値化して位相変調する場
合である。これは式（18）の角周波数ωsが変
化していると考えてもよい。

(エ) 第１図の実施例では目標の角度信号として、
モノパルスアンテナ５１から得られる方位角差
出力１１の復調信号である方位角誤差信号３２
のみについて説明したが、モノパルスアンテナ
５１の高低角差出力２５の復調については、独
立の中間周波増幅器及び同期検波器を用いて復
調してもよいし、第１切換器６６を３入力に
し、また第２切換器７７を３出力にして第２中
間周波増幅器６５を共通にし時分割された３個
の信号の増幅器として使用してもよい。

(オ) パルス毎変調の場合の波形の１例を第６図に
示す。パルス毎変調では０相とπ相の位相を交
互に持つので、第６図に図示のモノパルスアン
テナ和出力２を０相とすると、π相は図示の振
幅の極性をしたものとなる。また、第２位相変
調器出力８についても、例えば、第６図のモノ
パルスアンテ和出力２が０相のときには、０相
からπ相へ切り替える図示の波形とし、モノパ
ルスアンテナ和出力２がπ相のときには、π相
から０相へ切り替える波形（図示の波形を反転
したもの）とすれば、第６図のバイポーラ・パ
ルス８３の平均値であつて距離誤差に比例した
量である距離誤差信号３３が得られるので、該
距離誤差信号３３を用いれば、パルス毎変調で
も同期を維持することができる。

（本発明の効果） (1) 位相を０とπラジアンの２位相で送信するの
で、電波妨害をかける立場からは、本発明の２
位相信号を検知し、周波数を解読して、妨害電
波を相手レーダに送り返すことは困難であるの
で、電波的に秘とく性の高い、対電波妨害に優
れたモノパルスレーダとなつている。

(2) 本発明のモノパルスレーダに単一周波数の妨
害をかけると、混合器は掛け算器として作用す
るので、第１混合器出力３には第１位相変調器
出力７と同じスペクトルをもつた出力が得ら
れ、第２混合器出力４には第２位相変調器出力
８と同じスペクトルをもつた出力が得られて、
第１混合器６２の後ろに置かれる狭帯域の第１
中間周波増幅器６４及び第２混合器６３の後ろ
に置かれる狭帯域の第２中間周波増幅器６５の
外側にスペクトルが分散されてしまうので、受
信機への妨害は少ない。

(3) これまでの狭帯域受信のレーダでは精度の良
い測距は実現できなかつたが、本発明によれば
狭帯域受信の測距が可能になり、送信パルスと
受信パルスが一致することの不都合を繰り返し
パルス間隔と送信から受信までの遅延時間とを
同期して変更する等で可能になるので、送信出
力の効率が良くなる。

(4) 狭帯域通過増幅器の周波数帯域幅を狭くする
ことができるので、避けることのできない受信
機にある固有の雑音を減らすことができ、極め
て高感度のモノパルスレーダである。

(5) モノパルスレーダが目標を追尾するのに必要
な方位角誤差信号、高低角誤差信号及び距離誤
差信号の復調のために同一の狭帯域中間周波増
幅器及び同期検波器を共通して用いることがで
きるので、従来のモノパルスレーダと比較して
遜色のない簡易なモノパルスレーダになつてい
る。

(6) 従来のパルス変調レーダにおいて、目標から
の反射波である受信信号が狭帯域の中間周波増
幅器を通過すると、距離情報（目標までの往復
時間Ｔ）を含む成分を失つてしまうが、位相変
調信号と本発明による構成とを組み合わせたと
きには、狭帯域の中間周波増幅器を使用してい
るいるにもかかわらず、距離情報を含む成分は
出力されている。

(7) したがつて同じ距離を追尾するモノパルスレ
ーダにとつて、第４図の従来例で示したモノパ
ルスレーダと比較したときには、経済的にみ
て、格段に低価格である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るモノパルスレーダの実施
例を示すブロツク線図、第２図及び第３図は実施
例を説明するためのタイムチヤート、第４図は従
来のモノパルスレーダを示すブロツク線図、第５
図は第４図の従来例を説明するためのタイムチヤ
ート、第６図はパルス毎変調による波形の１例を
示す説明図である。 １……受信入力、２……モノパルスアンテナ和
出力、３……第１混合器出力、４……第２混合器
出力、５……第１中間周波増幅器出力、６……第
２中間周波増幅器出力、７……第１位相変調器出
力、８……第２位相変調器出力、９……第２同期
検波器出力、１０……振幅検波器出力、１１……
方位角差出力、１２……第５混合器出力、１３…
…局部発振器出力、１４……第５中間周波増幅器
出力、１５……送信源出力、１６……第３位相変
調器出力、１８……送信出力、１９……遅延器出
力、２０……信号発生器出力、２１……パルス基
準信号発生器出力、２２……パルス整形回路出
力、２３……基準パルス、２４……パルス変調器
出力、２５……高低角差出力、２６……距離演算
器出力、２７……π／２移相器出力、２８……第
４混合器出力、２９……基準パルス発生器出力、
３０……第１切換器出力、３１……スイツチ発生
器出力、３２……方位角誤差信号、３３……距離
誤差信号、３６……第３混合器出力、３７……第
３中間周波増幅器出力、４６……距離信号発生器
出力、４７……電力増幅器出力、５０……送信ア
ンテナ、５１……モノパルスアンテナ、５２……
第３混合器、５３……中間周波増幅器、５４……
振幅検波器、５５……表示器、５６……局部発振
器、５７……基準パルス発生器、５８……整形回
路、５９……送信源、６０……パルス変調器、６
１……電力増幅器、６２……第１混合器、６３…
…第２混合器、６４……第１中間周波増幅器、６
５……第２中間周波増幅器、６６……第１切換
器、６７……第２同期検波器、６８……第４混合
器、６９……π／２移相器、７０……第１位相変
調器、７１……第３位相変調器、７２……パルス
基準信号発生器、７３……パルス整形回路、７４
……遅延器、７５……信号発生器、７６……距離
信号発生器、７７……第２切換器、７８……スイ
ツチ信号発生器、７９……第５混合器、８０……
第５中間周波増幅器、８１……第１同期検波器、
８２……第２位相変調器、バイポーラパルス。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 信号発生器の出力信号を用いて送信源出力を
   ２位相変調した信号を、送信アンテナにより目標
   に向け照射し、モノパルスアンテナにより目標よ
   りの反射波を受信し、前記モノパルスアンテナの
   和出力を混合器に加え、前記信号発生器の出力信
   号に比べて目標への送信から受信までの伝搬時間
   に相当する時間だけ遅延し互いに直交化している
   信号を用いて局部発振器の出力をそれぞれ２位相
   変調した信号をスイツチング信号として用い、混
   合器により受信信号をそれぞれ２つの中間周波数
   に落とし、変調によつて生じた両側帯波よりも狭
   い帯域幅の中間周波増幅器によつて増幅し、同期
   検波器又は掛算器によつて同期検波あるいは掛算
   して得られる信号を用いて、目標の位置を検出す
   るモノパルスレーダであつて、前記モノパルスア
   ンテナの角度差出力を周波数変換した信号と前記
   和出力を周波数変換した距離信号検出用の信号と
   を共通の中間周波増幅器あるいは同期検波器を用
   いて処理することによつて目標の角度信号及び距
   離信号を検出することを特徴とする２位相変調の
   モノパルスレーダ。